Nabíječka na tl494. Praktická schémata pro univerzální nabíječky baterií

06.08.2020 | Zdraví

Další Nabíječka sestavený podle schématu klíčového stabilizátoru proudu s řídicí jednotkou pro dosažené napětí na baterii, aby bylo zajištěno její vypnutí na konci nabíjení. K ovládání klíčového tranzistoru se používá široce používaný specializovaný mikroobvod TL494 (KIA491, K1114UE4). Zařízení umožňuje nastavení nabíjecího proudu v rozsahu 1 ... 6 A (10 A max) a výstupního napětí 2 ... 20 V.

Klíčový tranzistor VT1, dioda VD5 a výkonové diody VD1 - VD4 musí být instalovány přes slídové těsnění na společném radiátoru o ploše 200 ... 400 cm2. Nejdůležitějším prvkem v obvodu je induktor L1. Účinnost obvodu závisí na kvalitě jeho výroby. Jako jádro můžete použít pulzní transformátor ze zdroje 3USCT TV nebo podobného. Je velmi důležité, aby magnetický obvod měl mezeru přibližně 0,5 ... 1,5 mm, aby se zabránilo saturaci při vysokých proudech. Počet závitů závisí na konkrétním magnetickém obvodu a může být v rozmezí 15 ... 100 závitů drátu PEV-2 2,0 mm. Pokud je počet otáček nadměrný, bude při provozu obvodu při jmenovité zátěži slyšet slabé pískání. Pískavý zvuk vzniká zpravidla jen při středních proudech a při velké zátěži se indukčnost induktoru vlivem magnetizace jádra zmenšuje a píšťalka ustává. Pokud pískavý zvuk ustane při nízkých proudech a při dalším zvýšení zatěžovacího proudu se výstupní tranzistor začne prudce zahřívat, pak oblast jádra magnetického obvodu nestačí pro provoz na zvolené generační frekvenci - je nutné zvýšit frekvenci mikroobvodu volbou odporu R4 nebo kondenzátoru C3 nebo nainstalovat větší velikost induktoru. Při absenci p-n-p výkonového tranzistoru v obvodu můžete použít výkonové tranzistory n-p-n struktur, jak je znázorněno na obrázku.

Jako diodu VD5 před tlumivkou L1 je vhodné použít jakékoli dostupné diody se Schottkyho bariérou, dimenzované na proud minimálně 10A a napětí 50V, v extrémních případech lze použít středofrekvenční diody KD213 , KD2997 nebo podobné importované. Pro usměrňovač lze použít libovolné výkonné diody na proud 10A nebo diodový můstek, např. KBPC3506, MP3508 a podobně. Odpor bočníku v obvodu je žádoucí upravit na požadovaný. Rozsah nastavení výstupního proudu závisí na poměru odporů rezistorů ve výstupním obvodu 15 mikroobvodu. Ve spodní poloze jezdce rezistoru pro nastavení proměnného proudu podle schématu se musí napětí na pinu 15 mikroobvodu shodovat s napětím na bočníku, když jím protéká maximální proud. Rezistor R3 pro nastavení proměnného proudu může být instalován s libovolným jmenovitým odporem, ale budete muset vybrat konstantní rezistor R2 vedle něj, abyste získali požadované napětí na kolíku 15 mikroobvodu.
Rezistor pro nastavení výstupního napětí R9 může mít také velké kolísání jmenovitého odporu 2 ... 100 kOhm. Volbou odporu rezistoru R10 se nastavuje horní mez výstupního napětí. Dolní mez je určena poměrem odporů rezistorů R6 a R7, je však nežádoucí nastavit ji na méně než 1V.

Mikroobvod je osazen na malé desce plošných spojů 45 x 40 mm, zbytek obvodových prvků je osazen na základně zařízení a chladiči.

Schéma zapojení pro připojení desky plošných spojů je na obrázku níže.

Možnosti desky plošných spojů v ležení 6

Děkujeme za otisky v komentářích Demo

V obvodu byl použit převinutý výkonový transformátor TC180, ale v závislosti na velikosti požadovaných výstupních napětí a proudu lze výkon transformátoru měnit. Pokud je dostatečné výstupní napětí 15V a proud 6A, pak stačí 100W výkonový transformátor. Plochu radiátoru lze také zmenšit na 100 .. 200 cm2. Zařízení lze použít jako laboratorní zdroj s nastavitelným omezením výstupního proudu. U opravitelných prvků začne obvod pracovat okamžitě a vyžaduje pouze seřízení.

Zdroj: http://shemotekhnik.ru

Tak. Řídicí desku střídače s polovičním můstkem jsme již zvažovali, je čas ji uvést do praxe. Vezměme si typický polomůstkový okruh, nezpůsobuje žádné zvláštní potíže při montáži. Tranzistory jsou připojeny k odpovídajícím výstupům desky, pohotovostní napájení je dodáváno 12-18 voltů. 3 diody jsou zapojeny do série, napětí na hradlech klesne o 2 volty a dostaneme tak akorát 10-15 voltů.

Zvažte schéma:
Transformátor je vypočítán programem nebo zjednodušen podle vzorce N=U/(4*pi*F*B*S). U=155V, F=100000 hertzů s RC jmenovitými hodnotami 1nf a 4,7kOhm, B=0,22T pro průměrný ferit, bez ohledu na propustnost, z proměnného parametru - plocha průřezu válce prstence - zůstává pouze S nebo střední tyč Ш magnetického obvodu v metrech čtverečních.

Plyn se vypočítá podle vzorce L \u003d (Upeak-Ustab) * Tdead / Imin. Vzorec však není příliš vhodný - mrtvý čas závisí na samotném rozdílu mezi špičkovým a stabilizovaným napětím. Stabilizované napětí je aritmetický průměr vzorku z výstupních impulsů (nezaměňovat s RMS). Pro plně nastavitelné napájení lze vzorec přepsat jako L= (Upeak*1/(2*F))/Imin. Je vidět, že v případě plné regulace napětí je potřeba indukčnosti tím více, čím nižší je minimální hodnota proudu. Co se stane, když bude napájecí zdroj zatížen proudem menším než Imin.. A vše je velmi jednoduché - napětí bude mít tendenci ke špičkové hodnotě, zdá se, že ignoruje induktor. V případě úpravy zpětná vazba, napětí nebude moci stoupnout, místo toho se pulzy rozdrtí tak, že zůstanou jen jejich čela, přijde stabilizace vlivem zahřívání tranzistorů, vlastně lineárního stabilizátoru. Považuji za správné brát Imin takové, aby se ztráty lineárního režimu rovnaly ztrátám při maximální zátěži. Seřízení se tak udržuje v plném rozsahu a není nebezpečné pro napájení.

Výstupní usměrňovač je postaven podle celovlnného obvodu s střední bod. Tento přístup umožňuje snížit úbytek napětí na usměrňovači na polovinu a umožňuje použití již hotových sestav diod se společnou katodou, které nejsou dražší než jedna dioda, například MBR20100CT nebo 30CTQ100. První číslice označení znamenají proud 20 a 30 ampérů a druhé napětí je 100 voltů. Za úvahu stojí, že na diodách bude dvojnásobné napětí. Tito. na výstupu dostaneme 12 voltů a diody budou mít současně 24.

Tranzistory s polovičním můstkem .. A tady stojí za to zvážit, co potřebujeme. Relativně nízkovýkonové tranzistory jako IRF730 nebo IRF740 mohou pracovat na velmi vysokých frekvencích, 100 kilohertzů pro ně není limit, navíc u nás neriskujeme řídicí obvod postavený na nepříliš mocné detaily. Pro srovnání, hradlová kapacita tranzistoru 740 je pouze 1,8 nF a IRFP460 je až 10 nF, což znamená, že do kapacitních transfuzí půjde každou půlcyklu 6krát více energie. Navíc to utáhne čela. Pro statické ztráty můžete pro každý tranzistor napsat P=0,5*Ropen *Itr^2. Slovy - odpor otevřeného tranzistoru vynásobený druhou mocninou proudu jím, děleno dvěma. A tyto ztráty jsou obvykle několik wattů. Jiná věc jsou dynamické ztráty, to jsou ztráty na frontách při průchodu tranzistoru nenáviděným režimem A a tento zlý režim způsobuje ztráty, zhruba popisované jako maximální výkon vynásobený poměrem trvání obou front k délce trvání. půlcyklu, děleno 2. Pro každý tranzistor. A tyto ztráty jsou mnohem více než statické. Pokud tedy vezmeme výkonnější tranzistor, kdy
umí víc snadná možnost, můžete dokonce ztratit účinnost, takže nezneužívejte.

Při pohledu na vstupní a výstupní kapacity je možná budete chtít dát přehnaně velké, a to je celkem logické, protože i přes pracovní frekvenci zdroje 100 kHz stále usměrňujeme síťové napětí 50 hertzů a v případě nedostatečná kapacita, dostaneme stejný výstupní usměrněný sinus, je pozoruhodně modulovaný a zpětně demodulovaný. Vyplatí se tedy hledat vlnky na frekvenci 100 hertzů. Pro ty co se bojí "vysokofrekvenčního šumu" ujišťuji, že jich tam není ani kapka, bylo to zkontrolováno osciloskopem. Ale zvýšení kapacit může vést k obrovským zapínacím proudům a ty jistě způsobí poškození vstupního můstku a nadhodnocené výstupní kapacity také způsobí výbuch celého obvodu. Abych situaci napravil, provedl jsem několik dodatků k obvodu - relé pro řízení vstupního kapacitního nabíjení a měkký start na stejném relé a kondenzátoru C5. Neodpovídám za hodnocení, mohu pouze říci, že C5 se bude nabíjet přes rezistor R7 a dobu nabíjení můžete odhadnout pomocí vzorce T = 2nRC, výstupní kapacita bude nabíjena stejnou rychlostí, nabíjení s stabilní proud je popsán pomocí U = I * t / C, i když ne přesně, ale je možné odhadnout zapínací proud v závislosti na čase. Mimochodem, bez plynu to nedává smysl.

Podívejme se, co se stalo po revizi:

A představme si, že je zdroj hodně zatížený a zároveň vypnutý. Zapneme, ale kondenzátory se nenabijí, rezistor na náloži jen shoří a je to. Problém, ale existuje řešení. Druhá skupina kontaktů relé je normálně sepnutá, a pokud je 4. vstup mikroobvodu uzavřený pomocí vestavěného 5V stabilizátoru na 14. větvi, pak se trvání impulsu sníží na nulu. Mikroobvod bude vypnut, vypínače napájení jsou uzamčeny, vstupní kapacita bude nabita, relé cvakne, začne nabíjení kondenzátoru C5, šířka pulzu se pomalu zvýší na pracovní, napájení je zcela připravena k provozu. V případě poklesu napětí v síti se relé vypne, což povede k vypnutí řídicího obvodu. Po obnovení napětí se proces spouštění znovu opakuje. Zdá se, že jsem to udělal správně, pokud mi něco chybí, budu rád za každý komentář.

Stabilizace proudu, zde hraje spíše ochrannou roli, i když je možné nastavení pomocí proměnného odporu. Implementováno přes proudový transformátor, protože se přizpůsobil napájecímu zdroji s bipolárním výstupem a tam to není tak jednoduché. Výpočet tohoto transformátoru je velmi jednoduchý - bočník s odporem R Ohm se přenese na sekundární vinutí s počtem závitů N jako odpor Rnt \u003d R * N ^ 2, napětí můžete vyjádřit z poměru počet závitů a pokles na ekvivalentním bočníku, musí být větší než pokles napětí diody. Režim stabilizace proudu začne, když se napětí na + vstupu operačního zesilovače pokusí překročit napětí na - vstupu. Na základě tohoto výpočtu. Primární vinutí - drát protažený kroužkem. Stojí za zvážení, že přerušení zátěže proudového transformátoru může vést ke vzniku obrovského napětí na jeho výstupu, přinejmenším dostatečného k rozbití chybového zesilovače.

Kondenzátory C4 C6 a rezistory R10 R3 tvoří diferenciální zesilovač. Vlivem řetězce R10 C6 a zrcadleného R3 C4 získáme trojúhelníkový pokles amplitudově-frekvenční charakteristiky zesilovače chyby. Vypadá to jako pomalá změna šířky pulzu s proudem. Na jednu stranu to snižuje míru zpětné vazby, na druhou stranu to dělá systém stabilní. Zde jde především o to, aby frekvenční odezva klesla pod 0 dB při frekvenci maximálně 1/5 frekvence PWM, taková zpětná vazba je na rozdíl od zpětné vazby z výstupu LC filtru celkem rychlá. Počáteční frekvence mezní hodnoty -3db se vypočítá jako F=1/2pRC, kde R=R10=R3; C=C6=C4 Vlastní zisk

Schéma je považováno za poměr maximálního možného napětí (mrtvá doba má tendenci k nule) na kondenzátoru C4 k napětí pilového generátoru zabudovaného do mikroobvodu a převedeného na decibely. Zvyšuje frekvenční odezvu uzavřeného systému. Vzhledem k tomu, že naše kompenzační řetězce dávají pokles o 20 dB za dekádu počínaje 1/2 nRC a při znalosti tohoto nárůstu je snadné najít průsečík s 0 dB, což by nemělo být více než na 1/5 pracovní frekvence, tzn. 20 kilohertzů. Za zmínku stojí, že transformátor by neměl být navíjen s velkou rezervou výkonu, naopak zkratový proud by neměl být příliš velký, jinak ani taková vysokofrekvenční ochrana nebude fungovat na čas, ale co když tam vyskočí kiloampér .. Tak tohle taky nezneužíváme .

To je pro dnešek vše, doufám, že diagram bude užitečný. Lze upravit pro silový šroubovák, nebo udělat bipolární výstup pro napájení zesilovače, lze také nabíjet baterie stabilním proudem. Pro plné potrubí tl494 se otočíme k poslední části, z přídavků k ní pouze kondenzátoru měkkého rozběhu C5 a kontaktů relé na něm. No a důležitá poznámka - regulace napětí na polomůstkových kondenzátorech nás donutila zapojit ovládací obvod silou tak, aby neumožňovala použití záložního výkonu se zhášecím kondenzátorem, alespoň s můstkovým usměrněním. Možné řešení- polomůstek nebo transformátor typu půlvlnného usměrňovače v pracovní místnosti.

ID: 1548

Jak se vám líbí tento článek?

TL494 v kompletním napájecím zdroji

Uplynul více než rok od doby, kdy jsem se vážně zabýval tématem napájecích zdrojů. Četl jsem nádherné knihy od Martyho Browna „Zdroje energie“ a Semenova „Výkonová elektronika“. V důsledku toho jsem si všiml spousty chyb v obvodech z internetu a v poslední době vidím jen krutý výsměch mému oblíbenému čipu TL494.

TL494 miluji pro jeho univerzálnost, asi neexistuje takový zdroj, který by na něm nešlo implementovat. V tomto případě chci zvážit implementaci nejzajímavější topologie polovičního můstku. Ovládání polomůstkových tranzistorů je provedeno galvanicky odděleně, to vyžaduje spoustu prvků, v zásadě měnič uvnitř měniče. Navzdory skutečnosti, že existuje mnoho ovladačů polovičního můstku, je příliš brzy na to, abychom odepsali použití transformátoru (GDT) jako ovladače, tato metoda je nejspolehlivější. Bootstrap drivery explodovaly, ale explozi GDT jsem zatím nepozoroval. Ovladačový transformátor je konvenční pulzní transformátor, vypočítaný pomocí stejných vzorců jako výkonový transformátor, s přihlédnutím k schématu nahromadění. Často jsem viděl použití vysoce výkonných tranzistorů v pohonu GDT. Mikroobvodové výstupy dokážou dodat 200 miliampérů proudu a to je v případě dobře postaveného driveru hodně, osobně jsem rozhoupal IRF740 a dokonce i IRFP460 na frekvenci 100 kilohertzů. Podívejme se na schéma tohoto ovladače:

T
Tento obvod je připojen ke každému výstupnímu vinutí GDT. Faktem je, že v okamžiku mrtvého času se primární vinutí transformátoru ukáže jako otevřené a sekundární vinutí nejsou zatížena, takže vybíjení bran samotným vinutím bude trvat extrémně dlouho, zavedení podpůrného vybíjecího rezistoru zabrání rychlému nabíjení brány a spotřebuje spoustu plýtvané energie. Obvod na obrázku je bez těchto nedostatků. Čely měřené na reálném rozložení byly 160ns stoupající a 120ns klesající u brány tranzistoru IRF740.

Tranzistory, které doplňují můstek v nahromadění GDT, jsou konstruovány podobně. Použití nahromadění můstku je způsobeno skutečností, že před spuštěním spouště tl494 při dosažení 7 voltů budou výstupní tranzistory mikroobvodu otevřené, pokud je transformátor zapnutý jako push-pool, dojde ke zkratu nastat. Most je stabilní.

Diodový můstek VD6 usměrní napětí z primárního vinutí a pokud překročí napájecí napětí, vrátí jej zpět do kondenzátoru C2. K tomu dochází v důsledku výskytu reverzního napětí, přesto není indukčnost transformátoru nekonečná.

Obvod může být napájen přes zhášecí kondenzátor, nyní 400 voltový k73-17 pracuje při 1,6 mikrofaradu. diody kd522 nebo mnohem lepší než 1n4148, možná výměna za výkonnější 1n4007. Vstupní můstek lze postavit na 1n4007 nebo použít prefabrikovaný kts407. Na desce byl omylem použit kts407 jako VD6, v žádném případě se tam nedávat, tento můstek je nutné udělat na vysokofrekvenčních diodách. Tranzistor VT4 dokáže odvést až 2 watty tepla, ale hraje čistě ochrannou roli, můžete použít kt814. Zbývající tranzistory jsou kt361 a nahrazení nízkofrekvenčním kt814 je vysoce nežádoucí. Hlavní oscilátor tl494 je zde naladěn na frekvenci 200 kilohertzů, což znamená, že v režimu push-pull dostaneme 100 kilohertzů. GDT navineme na feritový kroužek o průměru 1-2 centimetry. Drát 0,2-0,3mm. Mělo by být desetkrát více závitů, než je vypočtená hodnota, což výrazně zlepšuje tvar výstupního signálu. Čím více vinutí - tím méně musíte zatížit GDT rezistorem R2. Na kroužek o vnějším průměru 18mm jsem navinul 3 závity po 70 závitech. Nadhodnocení počtu závitů a povinné zatížení trojúhelníkovou složkou proudu jsou spojeny, s nárůstem závitů se snižuje a zatížení jednoduše snižuje svůj procentuální účinek. Plošný spoj je přiložen, ale zapojení tak úplně neodpovídá, ale jsou na něm hlavní bloky plus bodykit pro jeden chybový zesilovač a sériový stabilizátor pro napájení z transformátoru. Deska je vyrobena pro instalaci do sekce desky pohonné jednotky.

Systém:

Nabíječka je sestavena podle schématu klíčového stabilizátoru proudu s řídicí jednotkou pro dosažené napětí na baterii, aby bylo zajištěno její vypnutí po dokončení nabíjení. K ovládání klíčového tranzistoru se používá široce používaný specializovaný mikroobvod TL494 (KIA491, K1114UE4). Zařízení umožňuje nastavení nabíjecího proudu v rozsahu 1 ... 6 A (10 A max) a výstupního napětí 2 ... 20 V.

Klíčový tranzistor VT1, dioda VD5 a výkonové diody VD1 - VD4 musí být instalovány přes slídové těsnění na společném radiátoru o ploše 200 ... 400 cm2. Nejdůležitějším prvkem v obvodu je induktor L1. Účinnost obvodu závisí na kvalitě jeho výroby. Jako jádro můžete použít pulzní transformátor ze zdroje 3USCT TV nebo podobného. Je velmi důležité, aby magnetický obvod měl mezeru přibližně 0,5 ... 1,5 mm, aby se zabránilo saturaci při vysokých proudech. Počet závitů závisí na konkrétním magnetickém obvodu a může být v rozmezí 15 ... 100 závitů drátu PEV-2 2,0 mm. Pokud je počet otáček nadměrný, bude při provozu obvodu při jmenovité zátěži slyšet slabé pískání. Pískavý zvuk vzniká zpravidla jen při středních proudech a při velké zátěži se indukčnost induktoru vlivem magnetizace jádra zmenšuje a píšťalka ustává. Pokud pískavý zvuk ustane při nízkých proudech a při dalším zvýšení zatěžovacího proudu se výstupní tranzistor začne prudce zahřívat, pak oblast jádra magnetického obvodu nestačí pro provoz na zvolené generační frekvenci - je nutné zvýšit frekvenci mikroobvodu volbou odporu R4 nebo kondenzátoru C3 nebo nainstalovat větší velikost induktoru. Při absenci výkonového tranzistoru struktury p-n-p lze v obvodu použít výkonné tranzistory n-p-n struktur, jak je znázorněno na obrázku.

Podrobnosti:
Jako diodu VD5 před tlumivkou L1 je vhodné použít jakékoli dostupné diody se Schottkyho bariérou, dimenzované na proud minimálně 10A a napětí 50V, v extrémních případech lze použít středofrekvenční diody KD213 , KD2997 nebo podobné importované. Pro usměrňovač lze použít libovolné výkonné diody na proud 10A nebo diodový můstek, např. KBPC3506, MP3508 a podobně. Odpor bočníku v obvodu je žádoucí upravit na požadovaný. Rozsah nastavení výstupního proudu závisí na poměru odporů rezistorů ve výstupním obvodu 15 mikroobvodu. Ve spodní poloze jezdce rezistoru pro nastavení proměnného proudu podle schématu se musí napětí na pinu 15 mikroobvodu shodovat s napětím na bočníku, když jím protéká maximální proud. Rezistor R3 pro nastavení proměnného proudu může být instalován s libovolným jmenovitým odporem, ale budete muset vybrat konstantní rezistor R2 vedle něj, abyste získali požadované napětí na kolíku 15 mikroobvodu.
Rezistor pro nastavení výstupního napětí R9 může mít také velké kolísání jmenovitého odporu 2 ... 100 kOhm. Volbou odporu rezistoru R10 se nastavuje horní mez výstupního napětí. Dolní mez je určena poměrem odporů rezistorů R6 a R7, je však nežádoucí nastavit ji na méně než 1V.

Mikroobvod je osazen na malé desce plošných spojů 45 x 40 mm, zbytek obvodových prvků je osazen na základně zařízení a chladiči.
Tištěný spoj:

Elektrické schéma:

Další nabíječka je sestavena podle schématu klíčového stabilizátoru proudu s řídicí jednotkou pro dosažené napětí na baterii, aby bylo zajištěno její vypnutí po dokončení nabíjení. K ovládání klíčového tranzistoru se používá široce používaný specializovaný mikroobvod TL494 (KIA491, K1114UE4). Zařízení umožňuje nastavení nabíjecího proudu v rozsahu 1 ... 6 A (10 A max) a výstupního napětí 2 ... 20 V.

Klíčový tranzistor VT1, dioda VD5 a výkonové diody VD1 - VD4 musí být instalovány přes slídové těsnění na společném radiátoru o ploše 200 ... 400 cm2. Nejdůležitějším prvkem v obvodu je induktor L1. Účinnost obvodu závisí na kvalitě jeho výroby. Jako jádro můžete použít pulzní transformátor ze zdroje 3USCT TV nebo podobného. Je velmi důležité, aby magnetický obvod měl mezeru přibližně 0,5 ... 1,5 mm, aby se zabránilo saturaci při vysokých proudech. Počet závitů závisí na konkrétním magnetickém obvodu a může být v rozmezí 15 ... 100 závitů drátu PEV-2 2,0 mm. Pokud je počet otáček nadměrný, bude při provozu obvodu při jmenovité zátěži slyšet slabé pískání. Pískavý zvuk vzniká zpravidla jen při středních proudech a při velké zátěži se indukčnost induktoru vlivem magnetizace jádra zmenšuje a píšťalka ustává. Pokud pískavý zvuk ustane při nízkých proudech a při dalším zvýšení zatěžovacího proudu se výstupní tranzistor začne prudce zahřívat, pak oblast jádra magnetického obvodu nestačí pro provoz na zvolené generační frekvenci - je nutné zvýšit frekvenci mikroobvodu volbou odporu R4 nebo kondenzátoru C3 nebo nainstalovat větší velikost induktoru. Při absenci výkonového tranzistoru struktury p-n-p lze v obvodu použít výkonné tranzistory struktury n-p-n, jak je znázorněno na obrázku.

Mikroobvod je osazen na malé desce plošných spojů 45 x 40 mm, zbytek obvodových prvků je osazen na základně zařízení a chladiči.

Schéma zapojení pro připojení desky plošných spojů je na obrázku níže.

Možnosti desky plošných spojů v položce 6

Děkujeme za otisky v komentářích Demo

Zdroj: http://shemotekhnik.ru

Kdo se ve své praxi nesetkal s potřebou nabít baterii a zklamaný z absence nabíječky s potřebnými parametry byl nucen v obchodě zakoupit novou nabíječku nebo znovu sestavit potřebný obvod?
Opakovaně jsem tedy musel řešit problém s nabíjením různých baterií, když nebyla po ruce vhodná nabíječka. účtováno spěšně shromáždit něco jednoduchého ve vztahu ke konkrétní baterii.

Situace byla únosná až do okamžiku, kdy došlo k nutnosti hromadného výcviku a tím i dobíjení baterií. Bylo nutné vyrobit několik univerzálních nabíječek - levných, pracujících v širokém rozsahu vstupních a výstupních napětí a nabíjecích proudů.

Níže navržené nabíjecí obvody byly vyvinuty pro nabíjení lithium-iontových baterií, ale je možné nabíjet i jiné typy baterií a kompozitní baterie (s použitím stejného typu článků, dále - AB).

Všechna prezentovaná schémata mají následující hlavní parametry:
vstupní napětí 15-24 V;
nabíjecí proud (nastavitelný) až 4 A;
výstupní napětí (nastavitelné) 0,7 - 18 V (při Uin = 19V).

Všechny obvody byly navrženy pro práci s napájecími zdroji z notebooků nebo pro práci s jinými PSU se stejnosměrným výstupním napětím od 15 do 24 V a jsou postaveny na široce používaných součástech, které jsou přítomny na deskách starých počítačových PSU, PSU jiných zařízení, notebooků , atd.

Schéma paměti č. 1 (TL494)

Paměť ve schématu 1 je výkonný pulzní generátor pracující v rozsahu od desítek do několika tisíc hertzů (frekvence se během výzkumu měnila), s nastavitelnou šířkou pulzu.
Baterie se nabíjí proudovými impulsy omezenými zpětnou vazbou tvořenou proudovým snímačem R10 zapojeným mezi společný vodič obvodu a zdroj klíče na tranzistor s efektem pole VT2 (IRF3205), filtr R9C2, pin 1, což je "přímý" vstup jednoho z chybových zesilovačů čipu TL494.

Inverzní vstup (pin 2) stejného chybového zesilovače je napájen srovnávacím napětím regulovaným pomocí proměnného odporu PR1 ze zdroje referenčního napětí zabudovaného v mikroobvodu (ION - pin 14), který mění potenciálový rozdíl mezi vstupy chybového zesilovače.
Jakmile napětí na R10 překročí hodnotu napětí (nastavenou proměnným rezistorem PR1) na pinu 2 čipu TL494, pulz nabíjecího proudu se přeruší a obnoví se až v dalším cyklu sekvence pulzů generovaných čipem. generátor.
Nastavením šířky impulzu na hradle tranzistoru VT2 tímto způsobem řídíme nabíjecí proud baterie.

Tranzistor VT1, zapojený paralelně s hradlem výkonného klíče, poskytuje potřebnou rychlost vybíjení kapacity hradla druhého, což zabraňuje „hladkému“ zamykání VT2. V tomto případě je amplituda výstupního napětí v nepřítomnosti AB (nebo jiné zátěže) téměř rovna vstupnímu napájecímu napětí.

U odporové zátěže bude výstupní napětí určeno proudem zátěží (jejím odporem), což umožní tento obvod použít jako proudový budič.

Když se baterie nabíjí, napětí na výstupu klíče (a tedy i na baterii samotné) bude mít časem tendenci růst směrem k hodnotě určené vstupním napětím (teoreticky) a to samozřejmě nelze připustit. s vědomím, že hodnota napětí nabíjené lithiové baterie by měla být omezena na 4,1 V (4,2 V). Proto je v paměti použit obvod prahového zařízení, což je Schmittův spouštěč (dále - TSh) na operačním zesilovači KR140UD608 (IC1) nebo na jakémkoli jiném operačním zesilovači.

Po dosažení požadované hodnoty napětí na baterii, při které jsou potenciály na přímých a inverzních vstupech (vývody 3, 2 - v tomto pořadí) IC1 stejné, se na výstupu operačního zesilovače objeví vysoká logická úroveň (téměř rovná vstupnímu napětí), donutí se rozsvítit LED indikátor konce nabíjení HL2 a LED optočlen VH1, který otevře vlastní tranzistor a zablokuje tak přívod pulsů na výstup U1. Klíč na VT2 se zavře, nabíjení baterie se zastaví.

Na konci nabíjení baterie se začne vybíjet přes reverzní diodu vestavěnou do VT2, která se ukáže být přímo připojena k baterii a vybíjecí proud bude přibližně 15-25 mA, s přihlédnutím k vybíjení. prostřednictvím prvků obvodu TS. Pokud se tato okolnost někomu zdá kritická, měla by být do mezery mezi kolektorem a záporným pólem baterie umístěna výkonná dioda (nejlépe s malým poklesem napětí v propustném směru).

Hystereze TS je u této verze nabíječky zvolena tak, aby se nabíjení znovu rozběhlo při poklesu napětí na baterii na 3,9V.

Tuto nabíječku lze také použít k nabíjení sériově zapojených lithiových (nejen) baterií. Stačí zkalibrovat požadovaný práh odezvy pomocí proměnného odporu PR3.
Takže například nabíječka sestavená podle schématu 1 pracuje s třídílnou sekvenční baterií z notebooku, sestávající z duálních prvků, která byla namontována místo nikl-kadmiové baterie pro šroubovák.
Napájecí jednotka z notebooku (19V/4,7A) se místo originálního obvodu připojuje k nabíječce sestavené ve standardním pouzdře nabíječky šroubováku. Nabíjecí proud „nové“ baterie je 2 A. Současně se tranzistor VT2, pracující bez radiátoru, zahřívá maximálně na teplotu 40-42 C.
Nabíječka se samozřejmě vypne, když napětí na baterii dosáhne 12,3V.

Hystereze TS zůstává stejná v PERCENTÁCH, když se změní práh odezvy. To znamená, že pokud při vypínacím napětí 4,1 V byla nabíječka znovu aktivována, když napětí kleslo na 3,9 V, pak v tomto případě se nabíječka znovu aktivuje, když napětí baterie klesne na 11,7 V. Ale pokud je to nutné, hloubka hystereze se může měnit.

Kalibrace prahu nabíječky a hystereze

Ke kalibraci dochází při použití externího regulátoru napětí (laboratorní PSU).
Je nastavena horní hranice pro provoz TS.
1. Odpojte horní svorku PR3 od obvodu paměti.
2. „Mínus“ laboratorního PSU (všude dále LBP) připojíme na zápornou svorku pro AB (samotná AB by neměla být v obvodu při nastavování), „plus“ LBP na kladnou svorku pro AB.
3. Zapněte paměť a LBP a nastavte požadované napětí (např. 12,3 V).
4. Pokud svítí indikace konce nabíjení, otáčejte jezdcem PR3 dolů (podle schématu), dokud indikace (HL2) nezhasne.
5. Pomalu otáčejte motorem PR3 nahoru (podle schématu), dokud se nerozsvítí indikace.
6. Pomalu snižujte úroveň napětí na výstupu LBP a sledujte hodnotu, při které indikace opět zhasne.
7. Znovu zkontrolujte úroveň provozu horního prahu. Dobrý. Hysterezi můžete upravit, pokud nejste spokojeni s úrovní napětí, která zapíná paměť.
8. Pokud je hystereze příliš hluboká (nabíječka je zapnutá na příliš nízkou úroveň napětí - např. pod úrovní výboje AB, odšroubujte jezdec PR4 doleva (podle schématu) nebo naopak, - pokud je hloubka hystereze nedostatečná, - doprava (podle diagramu) hloubka hystereze, prahová úroveň se může posunout o několik desetin voltu.
9. Proveďte zkušební provoz zvýšením a snížením úrovně napětí na výstupu LBP.

Nastavení aktuálního režimu je ještě jednodušší.
1. Prahové zařízení vypneme jakýmikoli dostupnými (avšak bezpečnými) způsoby: například „usazením“ motoru PR3 na společný vodič zařízení nebo „zkratováním“ LED optočlenu.
2. Místo AB připojíme na výstup nabíječky zátěž v podobě 12voltové žárovky (např. pro nastavení jsem použil dvojici 12V žárovek na 20W).
3. Do mezery kteréhokoli z napájecích vodičů na vstupu paměti zařadíme ampérmetr.
4. Nastavte posuvník PR1 na minimum (maximum vlevo podle schématu).
5. Zapněte paměť. Plynule otáčejte nastavovacím knoflíkem PR1 ve směru rostoucího proudu, dokud nedosáhnete požadované hodnoty.
Můžete zkusit změnit odpor zátěže ve směru nižších hodnot jejího odporu paralelním připojením, řekněme, další stejné lampy nebo dokonce „zkratováním“ výstupu paměti. Proud by se neměl výrazně měnit.

V procesu testování zařízení se ukázalo, že frekvence v rozsahu 100-700 Hz se ukázaly jako optimální pro tento obvod za předpokladu použití IRF3205, IRF3710 (minimální ohřev). Vzhledem k tomu, že TL494 není v tomto obvodu plně využit, lze volný chybový zesilovač čipu využít například pro práci s teplotním čidlem.

Je třeba si také uvědomit, že při nesprávném rozložení nebude správně fungovat ani správně sestavené pulzní zařízení. Proto by se nemělo zanedbávat zkušenosti s montáží silových impulsních zařízení, které byly opakovaně popsány v literatuře, a to: všechny „silové“ spoje stejného jména by měly být umístěny v co nejkratší vzájemné vzdálenosti (ideálně na jednom směřovat). Takže například spojovací body, jako je kolektor VT1, svorky rezistorů R6, R10 (připojovací body se společným vodičem obvodu), svorka 7 U1 - by měly být kombinovány téměř v jednom bodě nebo přes přímý zkrat a široký vodič (sběrnice). Totéž platí pro odtok VT2, jehož výstup by měl být "zavěšen" přímo na "-" svorku baterie. Piny IC1 musí být také v těsné "elektrické" blízkosti svorek AB.

Schéma paměti č. 2 (TL494)

Schéma 2 se příliš neliší od schématu 1, ale pokud byla předchozí verze nabíječky navržena pro práci s AB šroubovákem, pak byla nabíječka ve schématu 2 koncipována jako univerzální, malorozměrová (bez zbytečných nastavovacích prvků), navržená pracovat jak s kompozitními, sériově zapojenými prvky do 3, tak s jednotlivými prvky.

Jak vidíte, pro rychlou změnu aktuálního režimu a práci s jiným počtem sériově zapojených prvků jsou zavedena pevná nastavení trimrovými odpory PR1-PR3 (nastavení proudu), PR5-PR7 (nastavení prahu konce nabíjení pro a různý počet prvků) a přepínače SA1 (volba aktuálního nabíjení) a SA2 (volba počtu nabíjených článků baterie).
Přepínače mají dva směry, kde jejich druhé sekce přepínají LED indikace volby režimu.

Další odlišností od předchozího zařízení je použití druhého chybového zesilovače TL494 jako prahového prvku (zapínaného podle schématu TS), který určuje konec nabíjení baterie.

No, a jako klíč byl samozřejmě použit tranzistor s vodivostí p, který zjednodušil plnohodnotné použití TL494 bez použití dalších součástek.

Postup pro nastavení prahů pro ukončení nabíjení a aktuální režimy je stejný, stejně jako pro nastavení předchozí verze paměti. Samozřejmě pro jiný počet prvků se práh odezvy změní násobky.

Při testování tohoto obvodu bylo zaznamenáno silnější zahřívání klávesy na tranzistoru VT2 (při prototypování používám tranzistory bez radiátoru). Z tohoto důvodu byste měli použít jiný tranzistor (který jsem prostě neměl) s odpovídající vodivostí, ale s lepšími proudovými parametry a nižším odporem otevřeného kanálu, nebo zdvojnásobit počet tranzistorů indikovaných v obvodu jejich paralelním zapojením se samostatnými hradlové odpory.

Použití těchto tranzistorů (v "single" verzi) není ve většině případů kritické, ale v tomto případě je umístění součástek zařízení plánováno v malé skříni s použitím malých radiátorů nebo žádných radiátorů.

Schéma paměti č. 3 (TL494)

V nabíječce na schématu 3 přibylo automatické odpojení baterie od nabíječky s přepnutím na zátěž. To je vhodné pro kontrolu a zkoumání neznámých AB. Hystereze TS pro práci s výbojem AB by měla být zvýšena na spodní práh (pro zapnutí nabíječky), rovnající se plnému výboji AB (2,8-3,0 V).

Schéma paměti č. 3a (TL494)

Schéma 3a - jako varianta schématu 3.

Schéma paměti č. 4 (TL494)

Nabíječka ve schématu 4 není o nic složitější než předchozí zařízení, ale rozdíl od předchozích schémat spočívá v tom, že baterie je zde nabíjena stejnosměrným proudem a samotná nabíječka je stabilizovaný regulátor proudu a napětí a lze ji použít jako laboratoř napájecí modul, klasicky postavený podle kánonů "datashit".

Takový modul je vždy užitečný pro stolní testy baterie i jiných zařízení. Má smysl používat vestavěné přístroje (voltmetr, ampérmetr). Vzorce pro výpočet akumulačních a rušivých tlumivek jsou popsány v literatuře. Řeknu jen, že jsem při testování používal hotové různé tlumivky (s rozsahem udávaných indukčností), experimentoval jsem s frekvencí PWM od 20 do 90 kHz. Žádný zvláštní rozdíl ve fungování regulátoru (v rozsahu výstupních napětí 2-18 V a proudů 0-4 A) jsem nezaznamenal: vyhovovaly mi mírné změny ohřevu klíče (bez radiátoru). docela dobře. Účinnost je však vyšší při použití menších indukčností.
Regulátor nejlépe fungoval se dvěma 22 µH tlumivkami zapojenými do série ve čtvercových pancéřovaných jádrech z převodníků integrovaných do základních desek notebooků.

Schéma paměti č. 5 (MC34063)

V diagramu 5 je varianta regulátoru SHI s regulací proudu a napětí provedena na mikroobvodu PWM / PWM MC34063 s „doplňkem“ na operačním zesilovači CA3130 (lze použít jiné operační zesilovače), s pomocí kterého se proud upravuje a stabilizuje.
Tato úprava poněkud rozšířila možnosti MC34063, na rozdíl od klasického zahrnutí mikroobvodu, umožňující implementaci funkce hladkého nastavení proudu.

Schéma paměti č. 6 (UC3843)

V diagramu 6 je varianta řadiče SHI vytvořena na čipu UC3843 (U1), operačním zesilovači CA3130 (IC1) a optočlenu LTV817. Regulace proudu v této verzi paměti se provádí pomocí proměnného odporu PR1 na vstupu proudového zesilovače mikroobvodu U1, výstupní napětí je regulováno pomocí PR2 na invertujícím vstupu IC1.
Na "přímém" vstupu operačního zesilovače je "reverzní" referenční napětí. To znamená, že regulace se provádí s ohledem na napájení "+".

Ve schématech 5 a 6 byly v experimentech použity stejné sady součástí (včetně tlumivek). Podle výsledků testů nejsou všechny uvedené obvody v deklarovaném rozsahu parametrů (frekvence / proud / napětí) navzájem o moc horší. Proto je pro opakování vhodnější obvod s méně součástkami.

Schéma paměti č. 7 (TL494)

Paměť ve schématu 7 byla koncipována jako stolní zařízení s maximální funkčností, proto neexistovala žádná omezení z hlediska objemu obvodu a počtu úprav. Tato verze paměti je také vyrobena na základě regulátoru proudu a napětí SHI, stejně jako možnost ve schématu 4.
Do schématu byly přidány další režimy.
1. "Kalibrace - nabíjení" - pro přednastavení napěťových prahů pro ukončení a opakování nabíjení z přídavného analogového regulátoru.
2. "Reset" - resetování paměti do režimu nabíjení.
3. "Proud - buffer" - pro převedení regulátoru do proudového nebo bufferu (omezení výstupního napětí regulátoru ve společném napájení zařízení s napětím baterie a regulátoru) nabíjecího režimu.

K přepnutí baterie z režimu „nabíjení“ do režimu „nabíjení“ bylo použito relé.

Práce s pamětí je podobná práci s předchozími zařízeními. Kalibrace se provádí přepnutím páčkového přepínače do režimu „kalibrace“. V tomto případě kontakt páčkového spínače S1 spojuje prahové zařízení a voltmetr s výstupem integrálního regulátoru IC2. Po nastavení potřebného napětí pro nastávající nabíjení konkrétní baterie na výstupu IC2 dosáhnou pomocí PR3 (plynule rotující) rozsvícení LED HL2 a tím i aktivaci relé K1. Snížením napětí na výstupu IC2 je HL2 zhášen. V obou případech je ovládání prováděno vestavěným voltmetrem. Po nastavení provozních parametrů PU se pákový přepínač přepne do nabíjecího režimu.

Schéma č. 8

Použití zdroje kalibračního napětí se lze vyhnout použitím samotné nabíječky pro kalibraci. V tomto případě je nutné odpojit výstup TS od regulátoru SHI a zabránit jeho vypnutí při ukončení nabíjení baterie, určené parametry TS. Tak či onak dojde k odpojení baterie od nabíječky kontakty relé K1. Změny pro tento případ jsou znázorněny ve schématu 8.

V kalibračním režimu odpojí přepínač S1 relé od plus zdroje napájení, aby se zabránilo nesprávné činnosti. Zároveň funguje indikace provozu TS.
Pákový přepínač S2 provede (v případě potřeby) nucenou aktivaci relé K1 (pouze při vypnutém kalibračním režimu). Kontakt K1.2 je nutný pro změnu polarity ampérmetru při přepínání baterie na zátěž.
Unipolární ampérmetr tedy bude sledovat i zatěžovací proud. V přítomnosti bipolárního zařízení lze tento kontakt vyloučit.

Design nabíječky

V konstrukcích je žádoucí použít jako proměnné a ladicí odpory víceotáčkové potenciometry aby nedocházelo k trápení při nastavování potřebných parametrů.

Možnosti designu jsou uvedeny na fotografii. Obvody byly na děrovaných prkéncích připájeny improvizovaně. Veškerá výplň je namontována v pouzdrech z PSU notebooků.
Byly použity v návrzích (po malém upřesnění byly použity i jako ampérmetry).
Na pouzdrech jsou zásuvky pro externí připojení AB, zátěže, jack pro připojení externího zdroje (z notebooku).

Za 18 let práce v North-West Telecom vyrobil mnoho různých stojanů pro testování různých opravovaných zařízení.
Navrženo několik, lišících se funkčností a základnou prvků, digitální měřiče trvání pulsu.

Více než 30 racionalizačních návrhů na modernizaci jednotek různé specializované techniky vč. - zdroj napájení. Již delší dobu se čím dál více zabývám silovou automatizací a elektronikou.

Proč jsem tu? Ano, protože tady jsou všichni stejní jako já. Je tu pro mě spousta zajímavých věcí, protože nejsem silný v audio technice, ale chtěl bych mít více zkušeností v tomto konkrétním směru.

Čtenářské hlasování

Článek schválilo 77 čtenářů.

Chcete-li se zúčastnit hlasování, zaregistrujte se a zadejte na stránku své uživatelské jméno a heslo.