Regulator de putere de fază pe un tranzistor cu efect de câmp. Regulator de tensiune tranzistor

REGULATORUL DE PUTERE DE FAZĂ PE TRANZISTORUL DE CÂMP CHEIE este un rezistor negativ, care reduce viteza comutatorului, deoarece se formează un circuit RC format din această rezistență și capacitatea de poartă, sau ieșirea circuitului de control este mai puternică.

De obicei, regulatoarele de curent alternativ de fază se bazează pe un tiristor sau triac. Aceste scheme au devenit de mult standard și au fost repetate de multe ori atât de radioamatori, cât și la scară de producție. Dar regulatoarele tiristoare și triac, precum și întrerupătoarele, au avut întotdeauna un dezavantaj important, limitarea puterii minime de sarcină. Adică, un regulator tipic tiristor pentru o putere maximă de sarcină mai mare de 100 W nu poate regla bine puterea unei sarcini de putere redusă care consumă unități și fracțiuni de wați. Tranzistoarele cheie cu efect de câmp diferă prin faptul că funcționarea fizică a canalului lor este foarte similară cu funcționarea unui comutator mecanic convențional într-o stare complet deschisă, rezistența lor este foarte mică și se ridică la fracțiuni de ohm și în stare închisă; , curentul de scurgere este de microamperi. Și acest lucru practic nu depinde de tensiunea de pe canal. Adică la fel ca un comutator mecanic. De aceea, treapta cheie de pe un tranzistor cu efect de câmp cheie poate comuta o sarcină cu o putere de la unități și fracțiuni de wați, până la valoarea maximă admisă a curentului. De exemplu, popularul tranzistor cu efect de câmp IRF840 fără radiator, care funcționează în modul de comutare, poate comuta puterea de la aproape zero la 400W. În plus, FET-ul de comutare are un curent de poartă foarte scăzut, astfel încât este necesară o putere statică foarte scăzută pentru control.

Adevărat, acest lucru este umbrit de capacitatea relativ mare a porții, astfel încât, în primul moment de pornire, curentul porții se poate dovedi a fi destul de mare (curent per încărcare a capacității porții). Acest lucru este rezolvat prin comutarea limitatorului de curent în serie cu poarta. Circuitul regulatorului de putere este prezentat în figură. Sarcina este alimentată de o tensiune pulsatorie, deoarece este conectată printr-o punte de diode VD5-VD8. Acesta este potrivit pentru alimentarea unui dispozitiv de încălzire electric (fier de lipit, lampă cu incandescență). Deoarece semiunda negativă a curentului pulsatoriu este „întoarsă” în sus, se obțin pulsații cu o frecvență de 100 Hz, dar sunt pozitive, adică un grafic al schimbării de la zero la o valoare a tensiunii de amplitudine pozitivă. Prin urmare, reglarea este posibilă de la 0% la 100%. Puterea maximă de sarcină în acest circuit este limitată nu atât de curentul maxim al canalului deschis VT1 (acesta este ZOA), cât de curentul maxim direct al diodelor de punte redresoare. VD5-VD8.

Când se utilizează diode KD209, circuitul poate funcționa cu o sarcină de până la 100W. Dacă trebuie să lucrați cu o sarcină mai puternică (până la 400 W), trebuie să utilizați diode mai puternice, de exemplu, KD226G, D.

Invertoarele microcircuitului D1 conțin un generator de impulsuri de control care deschide tranzistorul VT1 într-o anumită fază de semi-undă. Elementele D1.1 și D1.2 formează un declanșator Schmitt, iar elementele rămase D1.3-D1.6 formează un invertor de ieșire de mare putere. A fost necesar să se întărească ieșirea pentru a compensa problemele cauzate de saltul de curent pentru a încărca capacitatea porții VT1 în momentul în care a fost pornită.

Sistemul de alimentare de joasă tensiune al microcircuitului este împărțit în două părți folosind dioda VD2, partea de alimentare reală,

I. NECHAYEV, Kursk

Acest regulator vă permite să controlați cantitatea de căldură generată de încălzitorul electric. Principiul funcționării sale se bazează pe modificarea numărului de perioade ale tensiunii de rețea furnizate încălzitorului, cu pornirea și oprirea având loc în momente apropiate de trecerea valorii instantanee a tensiunii rețelei prin zero. Prin urmare, regulatorul nu creează practic nicio interferență de comutare. Din păcate, nu este potrivit pentru atenuarea lămpilor incandescente, care vor pâlpâi vizibil.

Diagrama dispozitivului este prezentată în Fig. 1.

Ca elemente de comutare, folosește tranzistori cu efect de câmp IRF840 cu o tensiune de drenare admisă de 500 V, un curent de scurgere de 8 A la o temperatură a carcasei de 25 ° C și 5 A la o temperatură de 100 ° C, un curent de impuls de 32 A, o rezistență canal deschis de 0,85 Ohm și putere disipată de 125 W. Fiecare tranzistor conține o diodă de protecție internă conectată paralel cu canalul în polaritate inversă (catod to drain). Acest lucru vă permite să conectați două tranzistoare în serie spate în spate pentru a comuta tensiunea alternativă.

Elementele DD1.1, DD1.2 sunt folosite pentru a asambla un generator de impulsuri de ciclu de lucru reglabil care rulează la o frecvență de aproximativ 1 Hz. Pe DD1.3, DD1.4 - comparator de tensiune. DD2.1 este un declanșator D, iar DD1.5, DD1.6 sunt etape tampon. Rezistorul de stingere R2, diodele VD3 și VD4, dioda Zener VD6, condensatorul C2 formează un stabilizator parametric de tensiune. Diodele VD5, VD7 suprimă supratensiunile la porțile tranzistoarelor VT1, VT2.

Diagramele de timp ale semnalelor în diferite puncte ale regulatorului sunt prezentate în Fig. 2.

Semiundă pozitivă a tensiunii de rețea, care trece prin diodele VD3, VD4 și rezistorul R2, încarcă condensatorul C2 la tensiunea de stabilizare a diodei zener VD6. Tensiunea la anodul diodei VD4 este o sinusoidă limitată de jos de o valoare zero și de sus de tensiunea de stabilizare a diodei zener VD6 plus căderea de tensiune directă pe dioda în sine. Comparatorul de pe elementele DD1.3, DD1.4 face căderile de tensiune sunt mai abrupte. Impulsurile generate de acesta sunt furnizate la intrarea de sincronizare (pin 11) a declanșatorului DD2.1 și la intrarea acestuia D (pin 9) - impulsuri cu o frecvență de aproximativ 1 Hz de la ieșirea generatorului pe elementele DD1. 1, DD1.2.

Impulsurile de ieșire ale declanșatorului sunt alimentate prin elementele DD1.5 și DD1.6 conectate în paralel (pentru a reduce rezistența de ieșire) la porțile tranzistoarelor VT1 și VT2. Ele diferă de impulsurile generatorului prin „legarea” diferențelor de timp de tensiunea rețelei care traversează un nivel apropiat de zero, în direcția de la plus la minus. Prin urmare, deschiderea și închiderea tranzistoarelor are loc numai în momentele unor astfel de intersecții (ceea ce garantează un nivel scăzut de interferență) și întotdeauna pentru un număr întreg de perioade ale tensiunii de rețea. Pe măsură ce rezistorul variabil R1 modifică ciclul de funcționare al impulsurilor generatorului, se modifică și raportul dintre durata stării de pornire și oprire a încălzitorului și, prin urmare, cantitatea medie de căldură generată de acesta.

Tranzistoarele cu efect de câmp pot fi înlocuite cu altele care sunt potrivite pentru tensiunea și curentul admise, dar trebuie să fie echipate cu diode de protecție. Microcircuitele din seria K561, dacă este necesar, sunt înlocuite cu analogi funcționali din seria 564 sau importați. Dioda Zener D814D - orice putere medie cu o tensiune de stabilizare de 10...15 V.

Majoritatea componentelor dispozitivului sunt amplasate pe placa de circuit imprimat din folie de fibră de sticlă unilaterală prezentată în fig. 3.

Când puterea încălzitorului este mai mare de 500 W, tranzistoarele VT1 și VT2 trebuie să fie echipate cu radiatoare.

Placa este instalată într-o carcasă din material izolator, pe peretele căreia sunt montate o priză XS1 și o rezistență variabilă R1. Pe axa rezistenței trebuie plasat un mâner din material izolator.

Când instalați regulatorul, verificați tensiunea condensatorului C2 pe întregul interval de reglare a puterii. Dacă se modifică vizibil, valoarea rezistorului R2 va trebui redusă.
Radio nr. 4 2005.

Regulator de putere triac.

A.STAS

Choke L1 este orice dispozitiv de suprimare a zgomotului utilizat în astfel de dispozitive, corespunzător sarcinii. Puteți, în principiu, să faceți fără el, mai ales dacă sarcina este de natură inductivă. Condensatoare CI, C2 - pentru o tensiune de cel puțin 250 V. Diode VD1...VD4 - orice siliciu pentru o tensiune inversă de cel puțin 300 V.

Tranzistoarele VT1, VT2 sunt, de asemenea, în principiu, orice siliciu cu tipul adecvat de conductivitate.

Acest circuit funcționează cu orice tip de triac pentru tensiunea corespunzătoare. Cel mai puternic pe care l-am putut testa a fost TS142-80-10.

Radioamator 8/97

Regulator de putere în trepte.

K. MOVSUM-ZADE, Tyumen

Dispozitivul propus se distinge prin părți accesibile cu un număr mic și evaluări necritice. Reglarea treptei: 2/2, 2/3, 2/4, 3/7, 3/8, 3/9 și 3/10 din puterea maximă de sarcină.

Diagrama regulatorului este prezentată în Fig. 1.

Este format dintr-o unitate de putere (diode VD2, VD6, dioda Zener VD1, rezistor R3, condensator C1), o unitate de control (rezistoare R1, R2, R4, R5, comutator SA1, contor zecimal DD1, diode VD3-VD5) unitatea de putere pe tranzistorul de câmp VT1 și puntea de diode VD7-VD10, include și rezistența R6.

Să presupunem că comutatorul SA1 este setat pe poziția 2/3. În timpul primului semiciclu pozitiv al tensiunii de rețea, diodele VD2 și VD6 sunt deschise. Curentul care trece prin dioda zener VD1 formează un impuls cu o amplitudine de 15 V cu o creștere și o scădere abruptă. Acest impuls încarcă condensatorul C1 prin dioda VD2 și prin rezistorul R1 intră în intrarea CN a contorului DD1. La marginea acestui impuls, la ieșirea 1 a contorului va fi setat un nivel ridicat, care, prin dioda VD4 și rezistența R4, va merge la poarta tranzistorului cu efect de câmp VT1 și o va deschide. Ca rezultat, o jumătate de undă pozitivă de curent curge prin sarcină.

În timpul semiciclului negativ, diodele VD2 și VD6 sunt închise, dar tensiunea condensatorului încărcat C1 (este apoi reîncărcat cu fiecare semiciclu pozitiv) continuă să alimenteze contorul DD1, a cărui stare nu se schimbă. Tranzistorul VT1 rămâne deschis, iar curentul continuă să circule prin sarcină.

Odată cu începutul următorului semiciclu pozitiv, nivelul la ieșirea 1 a contorului va deveni scăzut, iar la ieșirea 2 - ridicat. Tranzistorul VT2, a cărui tensiune poartă-sursă a devenit zero, va fi închis, iar sarcina va fi deconectată de la rețea pentru întreaga perioadă.

În al treilea semiciclu pozitiv, nivelul înalt setat la ieșirea 3 va trece prin comutatorul SA1 la intrarea R a contorului, care va reveni imediat la starea inițială cu nivel înalt la ieșire 0 și scăzut la toate celelalte ieșiri. Tensiunea furnizată prin dioda VD3 și rezistorul R4 la poarta tranzistorului VT1 o va deschide. La sfârșitul acestei perioade ciclul se va repeta. În alte poziții ale comutatorului SA1, dispozitivul funcționează similar, se modifică doar numărul de perioade în care sarcina este conectată la rețea și deconectată de la aceasta.

Regulatorul aproape că nu creează interferențe radio, deoarece comutarea contorului și, odată cu aceasta, deschiderea și închiderea tranzistorului VT1, are loc în momentele în care valoarea instantanee a tensiunii rețelei este foarte aproape de zero - nu depășește tensiunea de stabilizare a diodei zener VD1. Rezistorul R6 suprimă supratensiunile care apar la comutarea unei sarcini inductive, ceea ce reduce probabilitatea de defectare a tranzistorului VT1.

Regulatorul este asamblat pe o placă de circuit imprimat realizată din PCB acoperit cu folie unilaterală (Fig. 2).

Este conceput pentru rezistențe MLT și altele similare cu puterea indicată pe diagramă, iar valorile nominale ale rezistenței pot diferi de mai multe ori față de cele indicate. Condensator C1 - K50-35 sau alt oxid. Dioda zener KS515G poate fi înlocuită cu KS515Zh sau KS508B, diodele KD257B cu 1N5404 importat, iar tranzistorul KP740 cu IRF740.

Switch SA1 este un P2G-3 11P1N biscuiti, din cele unsprezece pozitii dintre care doar sapte sunt folosite. Terminalele comutatorului sunt conectate prin fire flexibile la plăcuțele de contact nemarcate situate pe placa de circuit imprimat în jurul cipul DD1.

Se recomanda verificarea dispozitivului asamblat prin conectarea acestuia la retea printr-un transformator de izolare cu o tensiune pe infasurarea secundara de 20...30 V si inlocuind sarcina reala cu o rezistenta de 1,5...3 kOhm. Numai după ce v-ați asigurat că funcționează corect, conectați-l direct la rețea. După aceasta, este periculos să atingeți orice elemente ale dispozitivului (cu excepția mânerului izolat al comutatorului) - acestea sunt sub tensiune de rețea.

Regulatorul a fost testat cu sarcini de până la 600 W. Tranzistorul cu efect de câmp VT1, din cauza rezistenței scăzute a canalului deschis, se încălzește foarte puțin, totuși, este recomandabil să-l asigurați cu un mic radiator.

Salutare tuturor datagorienilor și oaspeților Datagoria!
Ofer o diagramă a unui dispozitiv care este ușor de fabricat și configurat. Acesta este un regulator de putere, nu foarte diferit ca funcționalitate de alte dispozitive similare, o mare varietate de diagrame pot fi găsite pe Internet.
Personal, am fost inspirat să fac acest regulator de mai multe circumstanțe:
1) nevoia de reglare lină a fluxului luminos al unui grup de lămpi cu halogen de jumătate de kilowatt;
2) reglarea temperaturii secțiunii elementului de încălzire;
3) diminuarea luminozității grupurilor de LED-uri atunci când funcționează de la tensiuni diferite;
4) balast pentru un centru muzical, achiziționat de prieteni de pe EBAY, conceput pentru a funcționa pe o rețea de 110 volți AC.

Dezavantajele circuitelor tiristoare și triac

Din scheme regulatoare cu tiristoare, pe care o făcusem anterior de mai multe ori, am decis să refuz din multe motive care nu mi se potriveau:
a) interferențe greu de eliminat; b) curent de control ridicat;
c) deschiderea completă a tiristoarelor (triacurilor) fără a lua măsuri speciale pentru a complica circuitul;
d) o cădere semnificativă de tensiune, crescând puterea disipată de dispozitiv;
e) imposibilitatea funcționării normale a unui triac puternic la curenți mici.

De fapt, problema indicată la paragraful „a” poate fi rezolvată prin ecranarea solidă și filtrarea circuitelor de putere, prin sincronizarea circuitului de control triac cu valoarea zero a sinusoidei rețelei, dar aceste măsuri vor duce inevitabil la o deteriorare a parametrii de greutate și dimensiune a dispozitivului și la creșterea prețului acestuia.

De asemenea, este imposibil să utilizați un circuit triac ca balast din cauza deschiderii complete a triacului în momentul comutării (fără a complica circuitul), ceea ce poate duce la defectarea dispozitivului alimentat printr-un astfel de balast.

Și, desigur, un regulator universal trebuie să funcționeze normal pe o gamă largă de curenți de sarcină.

Oricum, oricum, am decis să colectez regulator de tranzistor cu efect de câmp(denumit în continuare PT) cu control PHI. Spre deosebire de circuitele PT cu control fază-impuls, unde circuitul este legat de frecvența tensiunii rețelei, cu controlul PWI circuitul de control generează propria sa secvență de impulsuri, modulând frecvența rețelei.
Prin modificarea lățimii acestor impulsuri, se realizează o modificare a valorii tensiunii de ieșire.

Circuitul regulatorului se dovedește a fi destul de simplu, cu zgomot redus și funcțional la orice valoare curentă din sarcină.
Voi începe cu caracteristicile de performanță. Până la 200 W, tranzistoarele cu efect de câmp practic nu se încălzesc(în acest scop se asigură deschiderea lor completă prin impulsuri a circuitului de comandă).
Când acționați regulatorul cu o sarcină cu o putere mai mare de 200 W, radiatoarele trebuie instalate pe PT.
Deci, de exemplu, cu o putere de sarcină de 1 kW, pe un canal PT deschis având, să zicem, o rezistență de 0,1 Ohm, căderea de tensiune va fi de aproximativ 0,45 V, iar puterea disipată va depăși 2 W, ceea ce va determina inevitabil încălzirea cristalului tranzistorului. Când funcționează pentru o perioadă lungă de timp la o sarcină puternică (500 W și mai mult), poate fi necesară suflarea radiatorului. Când lucrați cu un transformator puternic (de la UPS - în modul step-down), înfășurarea secundară a transformatorului a fost încărcată cu o lampă cu halogen auto de 12 volți cu o putere de 190 W.

Schema folosește cele mai multe părți disponibile. Deci, de exemplu, tranzistoarele cu efect de câmp provin de la surse de alimentare ale computerului (tensiunile și curenții sunt indicați în diagramă), dar orice altele pot fi utilizate, ținând cont de lucrul la o sarcină specifică.
Cu o putere de încărcare de până la 200 W, regulatorul poate avea dimensiuni foarte mici (aproximativ de dimensiunea unei cutii de chibrituri).

În acest caz, VD1, R1 și unul dintre PT-uri sunt îndepărtate, iar sarcina este pornită între drenajul PT și plusul tensiunii de alimentare, care este, de asemenea, furnizată pinului 8 al cipului temporizatorului.

Regulatoarele de fază-impuls (PDR) sunt dispozitive care vă permit să reglați luminozitatea lămpilor (dimmere), puterea încălzitoarelor electrice, viteza de rotație a sculelor electrice etc. FIR conține o cheie electronică, care este conectată între rețeaua de alimentare și sarcină. În timpul unei anumite părți a perioadei de tensiune de rețea, acest comutator este închis și apoi se deschide. Prin creșterea sau scăderea timpului în care cheia este în stare închisă, puteți crește sau micșora puterea eliberată în sarcină. De obicei, un tiristor este folosit ca comutator. Să luăm în considerare diagrama bloc a unui tiristor FIR prezentată în Fig. 1. Diagramele de timp corespunzătoare sunt prezentate în Fig. 2.

Selectorul de zero este activat când tensiunea rețelei trece prin zero. Circuitul de întârziere, după un interval de timp T3, reglabil de la zero la 10 ms, declanșează un formator de impuls care deschide tiristorul. Apoi, tiristorul rămâne deschis până când curentul prin el devine mai mic decât curentul de menținere, adică. aproape până la sfârşitul semiperioadei.

În diagrama de timp, Uc este tensiunea rețelei redresată. Tensiune de descarcare. Momentele în timp în care comutatorul tiristorului este închis sunt evidențiate cu verde.

La T-uri mici și medii, tiristorul FIR funcționează destul de satisfăcător, dar la T-uri mari, aproape de durata semiciclului de tensiune de rețea, care corespunde alimentării sarcinii cu impulsuri scurte de amplitudine mică, apar probleme din cauza faptul că nu toate tipurile de sarcini pot funcționa normal cu o astfel de sursă de alimentare. De exemplu, lămpile incandescente încep să pâlpâie vizibil. În plus, la T mari, instabilitatea circuitului de întârziere reglabil provoacă modificări semnificative ale duratei impulsurilor de ieșire. De fapt, dacă Tz, de exemplu ca urmare a încălzirii elementelor circuitului, crește de la 9 la 9,5 ms, adică. cu aproximativ 5%, atunci durata impulsurilor pe sarcină se va reduce de la 1 ms la 0,5 ms, adică. dublat. Dacă Tz depășește 10 ms, atunci tiristorul se va deschide chiar la începutul semiciclului, ceea ce corespunde puterii maxime. Acest lucru poate deteriora sarcina dacă nu este nominală pentru tensiunea de linie completă.

Un alt dezavantaj al tiristoarelor FIR este interferența care apare atunci când întrerupătorul este închis și, într-o măsură mai mică, când este deschis (adică funcționarea FIR-ului cu o sarcină activă).

FIR-urile tiristoare reale sunt de obicei realizate pe un tiristor simetric (triac), deci nu este necesar un redresor, dar dezavantajele considerate sunt și inerente acestora.

Dacă nu folosiți un tiristor ca cheie, ci un tranzistor MOSFET puternic de înaltă tensiune, atunci puteți reduce semnificativ problemele care apar atunci când trebuie să alimentați sarcina cu tensiune joasă.

Schema bloc a unui FIR cu un comutator cu tranzistor cu efect de câmp este prezentată în Fig. 3. Diagramele de timp sunt prezentate în Fig. 4.

Comparatorul compară tensiunea reglată Uop generată de sursa de tensiune de referință cu tensiunea de rețea redresată. Dacă tensiunea rețelei este mai mică decât tensiunea de referință, atunci tranzistorul cu efect de câmp este deschis și sarcina este conectată la rețea. În caz contrar, comparatorul deschide comutatorul - nu trece curent prin sarcină. Este evident că atât pe ramurile ascendente cât și pe cele descendente ale sinusoidei vor exista secțiuni când comutatorul tranzistorului este închis, ceea ce se reflectă în diagrama de timp. Acest lucru face posibilă transferul puterii necesare către sarcină într-un timp mai lung decât în ​​cazul unui tiristor FIR și, în consecință, reducerea tensiunilor de vârf și a curenților de sarcină.

Schema circuitului electric a tranzistorului FIR este prezentată în Fig. 5.

Sursa de tensiune de referință reglabilă este asamblată pe elementele R1, C1, VD2 și R4. Tensiunea de +12V de la dioda zener VD2 este, de asemenea, utilizată pentru alimentarea microcircuitului DA1.1. Condensatorul C2 reduce zgomotul care apare atunci când axa rezistenței variabile R4 se rotește. Amplificatorul operațional DA1.1, folosit ca comparator, compară tensiunea de referință cu tensiunea de rețea furnizată la intrarea inversă de la divizor pe rezistențele R2, R3. Tranzistorul cu efect de câmp VT1 este un comutator de alimentare controlat de un semnal de la ieșirea comparatorului. Rezistorul R8 descarcă ieșirea amplificatorului DA1.1 din capacitatea sursă de poartă a tranzistorului cu efect de câmp în plus, datorită acestui rezistor, comutarea VT1 este oarecum mai lentă, ceea ce ajută la reducerea interferențelor;

Prima versiune a tranzistorului FIR conținea doar aceste elemente. A fost asamblat pe o placă și s-a dovedit a fi destul de funcțional, dar forma tensiunii pe sarcină a fost semnificativ diferită de cea dorită. Oscilograma corespunzătoare este prezentată în Fig. 6.

Vârful din stânga pe oscilogramă, corespunzător ramului descendent al sinusoidei, este semnificativ mai mic decât vârful din dreapta, corespunzător ramului ascendent. Acest lucru se întâmplă din cauza întârzierii introduse de comparator și cheie. Utilizarea unui amplificator operațional mai rapid și a unui rezistor reducător R8 îmbunătățește situația, dar nu elimină complet problema, în plus, autorul a dorit cu adevărat să rămână în limitele componentelor ieftine și accesibile;

Acest dezavantaj poate fi eliminat prin introducerea unui al doilea comparator DA1.2 în circuit. Datorită circuitului de întârziere pe elementele VD3, R9, R10 și C3, DA1.2 este declanșat după DA1.1 cu o întârziere de aproximativ 100 de microsecunde. Această întârziere este suficientă pentru ca până la declanșarea DA1.2, procesele tranzitorii asociate cu comutarea DA1.1 au timp să se termine. Tensiunea de la ieșirea DA1.2 prin rezistorul R7 se însumează cu semnalul preluat de la divizorul R2, R3. Datorită acestui fapt, atât pe ramurile descendente, cât și pe cele ascendente ale sinusoidei, comparatorul DA1.1 funcționează puțin mai devreme - întârzierea este compensată, duratele și amplitudinile ambelor vârfuri sunt egalizate. Oscilograma pentru acest caz este prezentată în Fig. 7.

Dacă FIR este configurat astfel încât DA1.1 să fie declanșat în apropierea vârfului undei sinusoidale (putere mare la sarcină), atunci întârzierea descrisă mai sus nu afectează funcționarea dispozitivului. Acest lucru se datorează faptului că, în apropierea vârfului sinusoidului, viteza de modificare a tensiunii de rețea încetinește și nu are loc o schimbare semnificativă a tensiunii în timpul întârzierii. Pe de altă parte, s-a dovedit că același motiv - o schimbare lentă a tensiunii rețelei în apropierea vârfului sinusoidei - duce la apariția auto-oscilațiilor într-un lanț de doi comparatori DA1.1 și DA1.2, acoperiți. feedback. Lanțul VD3, R9 vă permite să eliminați auto-oscilațiile. Datorită acestuia, condensatorul C3 se încarcă mult mai repede decât se descarcă. Dacă impulsurile la ieșirea DA1.1 sunt suficient de largi, ceea ce corespunde unei amplitudini mari a impulsurilor la sarcina FIR, atunci C3 nu are timp să se descarce - apare o tensiune constantă, depășind tensiunea la intrarea inversă. din DA1.2. Comparatorul DA1.2 oprește comutarea și nu apar auto-oscilații. Valorile rezistențelor R5, R6, R9 și R10 sunt selectate astfel încât DA1.2 să fie blocat atunci când amplitudinea impulsului la sarcina FIR este de aproximativ 150 V.

Dispozitivul a fost montat pe o placă, a cărei fotografie nu este afișată deoarece Pe lângă FIR-ul descris, pe el a fost asamblat un alt dispozitiv, care nu are legătură cu această dezvoltare. Sarcina FIR este un încălzitor cu o putere de aproximativ 100 VA și o tensiune de funcționare de 70 V. Tranzistorul cu efect de câmp este plasat pe radiator sub forma unei plăci cu o suprafață de 10 centimetri pătrați. În timpul funcționării, cu greu se încălzește - se pare că radiatorul poate fi redus sau complet abandonat.

La depanare și la funcționarea ulterioară a dispozitivului, trebuie avut grijă deoarece elementele sale au contact cu rețeaua electrică.

Configurarea dispozitivului se reduce la selectarea rezistenței R7. FIR ar trebui să fie conectat la o rețea de 220V (prin un transformator de izolare!). Ca sarcina se poate folosi o lampa incandescenta de 220V cu o putere de aproximativ 100 VA, un fier de lipit etc. Intrarea osciloscopului trebuie activată în paralel cu sarcina. Folosind rezistorul R4, trebuie să setați amplitudinea impulsurilor de pe sarcină la aproximativ 50 V. Rezistorul R7 trebuie selectat astfel încât amplitudinea impulsurilor pe ramurile ascendente și descendente ale sinusoidei să fie egală. Dacă tensiunea de ieșire deviază de la 50V, egalitatea amplitudinilor impulsurilor nu ar trebui să fie perturbată semnificativ. Pentru autor, la o tensiune de ieșire de 20V, amplitudinile impulsului au diferit cu 2V, la 30V - cu 1V, la 100V - cu 1V.

În concluzie, subliniem caracteristicile acestui FIR care determină posibilul domeniu de aplicare. Se recomandă utilizarea acestuia pentru alimentarea dispozitivelor de joasă tensiune care, dintr-un motiv sau altul, trebuie alimentate de la o rețea de 220V. Stabilizarea amplitudinii impulsului la ieșirea tranzistorului FIR contribuie foarte mult la aceasta.

Autorul a folosit cu succes un fier de lipit de 30VA proiectat pentru o tensiune de 27V ca sarcină, precum și un bec de 6V 0.6VA. Becul a ars fără să pâlpâie, luminozitatea sa a fost reglată fără probleme de la zero la supraîncălzire vizibilă. Receptorul radio cu unde medii situat lângă acest dispozitiv nu a răspuns când a fost pornit. Din aceasta putem concluziona că există un nivel mic de interferență de înaltă frecvență.

Când este alimentat de o lampă incandescentă de 220V de la un FIR, s-a dovedit că la niveluri scăzute de luminozitate (luminozitate aproape maximă) apar modificări spontane și foarte vizibile ale luminozității. Analiza acestui fenomen a arătat că cauza este o diferență semnificativă în forma tensiunii rețelei de la o sinusoidă. Dacă pragul de răspuns al comparatorului cade pe un vârf plat suficient de extins, care este prezent în tensiunea reală a rețelei, atunci chiar și modificările mici ale tensiunii în rețea vor provoca fluctuații semnificative în durata impulsurilor generate de comparator. Acest lucru determină o modificare a luminozității lămpii.

În timpul dezvoltării și testării acestui dispozitiv, s-a presupus că sarcina poate fi doar activă (rezistor, încălzitor, lampă cu incandescență). Posibilitate de utilizare a tranzistorului FIR cu sarcină reactivă, precum și pentru încărcarea oricăror baterii, reglarea vitezei motoarelor electrice etc. nu a fost revizuit sau verificat.

Un circuit simplu pentru reglarea și stabilizarea tensiunii este prezentat în figură. Un astfel de circuit poate fi completat chiar și de un amator care nu are experiență în electronică. La intrare sunt furnizați 50 de volți, în timp ce ieșirea este de 15,7 V.

Circuit stabilizator.

Partea principală a acestui dispozitiv a fost tranzistorul cu efect de câmp. Poate fi folosit ca IRLZ 24/32/44 și semiconductori similari. Cel mai adesea sunt fabricate în carcase TO-220 și D2 Pak. Costa mai putin de un dolar. Acest comutator puternic de câmp are 3 ieșiri. El are structura internă metal–izolator–semiconductor.

TL 431 din carcasa TO-92 asigură reglarea tensiunii de ieșire. Am lăsat puternicul tranzistor cu efect de câmp pe radiatorul de răcire și l-am lipit cu fire pe placa de circuit.

Tensiunea de intrare pentru un astfel de circuit este de 6-50 V. La ieșire obținem de la 3 la 27 V, cu posibilitatea de reglare printr-o rezistență variabilă de 33 kOhm. Curentul de ieșire este mare, până la 10 A, în funcție de calorifer.

Condensatoare de egalizare C1, C2 cu o capacitate de 10 până la 22 μF, C2 - 4,7 μF. Fără astfel de detalii, circuitul va funcționa, dar nu cu calitatea cerută. Nu trebuie să uităm de tensiunea admisă condensatoare electrolitice, care trebuie instalat la ieșire și la intrare. Am luat containere care pot rezista la 50 V.

Un astfel de stabilizator este capabil să disipeze o putere nu mai mare de 50 W. Polevik-ul trebuie montat pe un radiator de răcire. Este recomandabil ca suprafața sa să nu fie mai mică de 200 cm2. Când instalați comutatorul de câmp pe radiator, trebuie să acoperiți zona de contact cu pastă termică pentru o mai bună disipare a căldurii.

Puteți utiliza un rezistor variabil de 33 kOhm tip WH 06-1. Astfel de rezistențe au capacitatea de a regla fin rezistența. Ele vin în producție de import și internă.

Pentru ușurința instalării, 2 plăcuțe sunt lipite pe placă în loc de fire. Pentru că firele se desprind repede.

Vedere a plăcii de componente discrete și rezistență variabilă tip SP 5-2.

Stabilitatea tensiunii rezultată este destul de bună, iar tensiunea de ieșire fluctuează cu câteva fracțiuni de volt pentru o lungă perioadă de timp. Placa de circuit este compactă ca dimensiune și ușor de utilizat. Senile de bord sunt vopsite cu lac verde tsapon.

Stabilizator puternic de câmp

Luați în considerare un ansamblu proiectat pentru putere mare. Aici proprietățile dispozitivului sunt îmbunătățite folosind un comutator electronic puternic sub forma unui tranzistor cu efect de câmp.

Atunci când dezvoltă stabilizatoare de putere puternice, amatorii folosesc cel mai adesea serii speciale de microcircuite 142 și altele similare, care sunt întărite de mai mulți tranzistori conectați într-un circuit paralel. Prin urmare, se obține un stabilizator de putere.

O diagramă a unui astfel de model de dispozitiv este prezentată în figură. Utilizează un comutator de câmp puternic IRLR 2905. Este folosit pentru comutare, dar în acest circuit este utilizat în modul liniar. Semiconductorul are o rezistență mică și oferă un curent de până la 30 de amperi atunci când este încălzit la 100 de grade. Are nevoie de o tensiune de poartă de până la 3 volți. Puterea sa ajunge la 110 wați.

Driverul de câmp este controlat de un microcircuit TL 431. Stabilizatorul are următorul principiu de funcționare. Când un transformator este conectat, pe înfășurarea secundară apare o tensiune alternativă de 13 volți, care este redresată de o punte redresoare. Pe condensatorul de egalizare de capacitate semnificativă apare o tensiune constantă de 16 volți.

Această tensiune trece la drenul tranzistorului cu efect de câmp și trece prin rezistența R1 la poartă, deschizând astfel tranzistorul. O parte din tensiunea de ieșire trece prin divizor către microcircuit, închizând astfel circuitul OOS. Tensiunea dispozitivului crește până când tensiunea de intrare a microcircuitului atinge limita de 2,5 volți. În acest moment, microcircuitul se deschide, reducând tensiunea porții de câmp, adică închizând-o puțin, iar dispozitivul funcționează în modul de stabilizare. Capacitatea C3 face ca stabilizatorul să ajungă mai repede în modul nominal.

Tensiunea de ieșire este setată la 2,5-30 volți prin selectarea unei rezistențe variabile R2, valoarea acesteia poate varia în limite largi. Containerele C1, C2, C4 permit acțiunea stabilă a stabilizatorului.

Pentru un astfel de dispozitiv, cea mai mică cădere de tensiune pe tranzistor este de până la 3 volți, deși este capabil să funcționeze la o tensiune aproape de zero. Această deficiență apare atunci când este aplicată tensiune pe poartă. Dacă căderea de tensiune este scăzută, semiconductorul nu se va deschide, deoarece poarta trebuie să aibă o tensiune pozitivă în raport cu sursa.

Pentru a reduce căderea de tensiune, se recomandă conectarea circuitului porții de la un redresor separat cu 5 volți mai mare decât tensiunea de ieșire a dispozitivului.

Rezultate bune pot fi obținute prin conectarea diodei VD 2 la puntea de redresare. În acest caz, tensiunea la condensatorul C5 va crește, deoarece scăderea de tensiune pe VD 2 va fi mai mică decât la nivelul diodelor redresoare. Pentru a regla fără probleme tensiunea de ieșire, rezistența constantă R2 trebuie înlocuită cu o rezistență variabilă.

Valoarea tensiunii de ieșire este determinată de formula: U out = 2,5 (1+R2 / R3). Dacă utilizați un tranzistor IRF 840, atunci cea mai mică valoare Tensiunea de control la poartă va deveni 5 volți. Se aleg recipiente de tantal de dimensiuni mici, rezistențele sunt MLT, C2, P1. Diodă redresoare cu cădere scăzută de tensiune. Proprietățile transformatorului, punții de redresare și capacitatea C1 sunt selectate în funcție de tensiunea și curentul de ieșire dorit.

Dispozitivul de câmp este proiectat pentru curenți și putere semnificative, aceasta necesită un radiator bun. Tranzistorul este utilizat pentru montarea pe un radiator prin lipire cu o placă intermediară de cupru. Tranzistorul și alte părți sunt lipite de acesta. După instalare, placa este așezată pe calorifer. Pentru aceasta, nu este necesară lipirea, deoarece placa are o zonă de contact semnificativă cu radiatorul.

Dacă utilizați microcircuitul P_431 C, rezistența P1 și condensatoarele cip pentru instalare externă, atunci acestea sunt plasate pe o placă de circuit imprimat din textolit. Placa este lipită la tranzistor. Configurarea dispozitivului se reduce la instalare valoarea dorită Voltaj. Este necesar să controlați dispozitivul și să verificați dacă este autoexcitat în toate modurile.