Incarcator pe tl494. Scheme practice pentru încărcătoare universale de baterii

06.08.2020 | Sănătate

O alta Încărcător asamblat după schema unui stabilizator de curent cheie cu o unitate de control pentru tensiunea atinsă pe baterie pentru a asigura oprirea acesteia la sfârșitul încărcării. Pentru a controla tranzistorul cheie, este utilizat un microcircuit TL494 specializat pe scară largă (KIA491, K1114UE4). Dispozitivul asigură reglarea curentului de încărcare în interval de 1 ... 6 A (10 A max) și a tensiunii de ieșire 2 ... 20 V.

Tranzistorul cheie VT1, dioda VD5 și diodele de putere VD1 - VD4 trebuie instalate prin garnituri de mica pe un radiator comun cu o suprafață de 200 ... 400 cm2. Cel mai important element din circuit este inductorul L1. Eficiența circuitului depinde de calitatea fabricării acestuia. Ca nucleu, puteți utiliza un transformator de impulsuri de la o sursă de alimentare TV 3USCT sau similar. Este foarte important ca circuitul magnetic să aibă un spațiu între fantă de aproximativ 0,5 ... 1,5 mm pentru a preveni saturația la curenți mari. Numărul de spire depinde de circuitul magnetic specific și poate fi în intervalul 15 ... 100 de spire de fir PEV-2 de 2,0 mm. Dacă numărul de ture este excesiv, atunci când circuitul funcționează la sarcina nominală, se va auzi un sunet scăzut. De regulă, un suierat apare numai la curenți medii, iar cu o sarcină mare, inductanța inductorului scade din cauza magnetizării miezului și fluierul se oprește. Dacă sunetul de șuierat se oprește la curenți scăzuti și cu o creștere suplimentară a curentului de sarcină, tranzistorul de ieșire începe să se încălzească brusc, atunci zona miezului circuitului magnetic este insuficientă pentru a funcționa la frecvența de generare selectată. - este necesar să creșteți frecvența microcircuitului selectând rezistența R4 sau condensatorul C3 sau instalați o dimensiune mai mare a inductorului. În absența unui tranzistor de putere p-n-p în circuit, puteți utiliza tranzistoare de putere n-p-n structuri, așa cum se arată în figură.

Ca o diodă VD5 în fața inductorului L1, este de dorit să folosiți orice diode disponibile cu o barieră Schottky, evaluată pentru un curent de cel puțin 10A și o tensiune de 50V, în cazuri extreme, puteți utiliza diode de frecvență medie KD213 , KD2997 sau altele similare importate. Pentru redresor, puteți utiliza orice diode puternice pentru un curent de 10A sau o punte de diode, cum ar fi KBPC3506, MP3508 sau altele asemenea. Este de dorit să se ajusteze rezistența de șunt din circuit la cea necesară. Domeniul de reglare a curentului de ieșire depinde de raportul dintre rezistențele rezistențelor din circuitul de ieșire 15 al microcircuitului. În poziția inferioară a cursorului rezistenței de reglare a curentului variabil conform diagramei, tensiunea de la pinul 15 al microcircuitului trebuie să se potrivească cu tensiunea de la șunt atunci când curentul maxim trece prin acesta. Rezistorul de reglare a curentului variabil R3 poate fi instalat cu orice rezistență nominală, dar va trebui să selectați un rezistor constant R2 adiacent pentru a obține tensiunea necesară la pinul 15 al microcircuitului.
Rezistorul variabil de reglare a tensiunii de ieșire R9 poate avea și o variație mare a rezistenței nominale de 2 ... 100 kOhm. Prin selectarea rezistenței rezistorului R10, se setează limita superioară a tensiunii de ieșire. Limita inferioară este determinată de raportul dintre rezistențele rezistențelor R6 și R7, dar nu este de dorit să o setați mai puțin de 1 V.

Microcircuitul este montat pe o placă mică de circuit imprimat de 45 x 40 mm, restul elementelor de circuit sunt montate pe baza dispozitivului și a radiatorului.

Schema de cablare pentru conectarea plăcii de circuit imprimat este prezentată în figura de mai jos.

Opțiuni plăci de circuite imprimate in lay6

Vă mulțumim pentru amprentele din comentariile Demo

Circuitul a folosit un transformator de putere rebobinat TC180, dar în funcție de mărimea tensiunilor și curentului de ieșire necesare, puterea transformatorului poate fi modificată. Dacă o tensiune de ieșire de 15V și un curent de 6A este suficient, atunci este suficient un transformator de putere de 100W. Suprafața radiatorului poate fi redusă și la 100 .. 200 cm2. Dispozitivul poate fi utilizat ca sursă de alimentare de laborator cu limitare reglabilă a curentului de ieșire. Cu elemente care pot fi reparate, circuitul începe să funcționeze imediat și necesită doar reglare.

Sursă: http://shemotekhnik.ru

Asa de. Am luat în considerare deja placa de comandă a invertorului cu jumătate de punte, este timpul să o punem în practică. Să luăm un circuit obișnuit cu jumătate de punte, nu provoacă dificultăți speciale la asamblare. Tranzistoarele sunt conectate la ieșirile corespunzătoare ale plăcii, puterea de așteptare este furnizată 12-18 volți. Sunt conectate în serie 3 diode, tensiunea la porți va scădea cu 2 volți și vom obține exact 10-15 volți.

Luați în considerare schema:
Transformatorul este calculat prin program sau simplificat prin formula N=U/(4*pi*F*B*S). U=155V, F=100000 herți cu valori RC de 1nf și 4,7kOhm, B=0,22 T pentru o ferită medie, indiferent de permeabilitate, din parametrul variabil rămâne doar S - aria secțiunii transversale a cilindrului inelului sau tija din mijloc Ш a circuitului magnetic în metri pătrați.

Accelerația este calculată prin formula L \u003d (Upeak-Ustab) * Tdead / Imin. Cu toate acestea, formula nu este foarte convenabilă - timpul mort depinde de diferența dintre tensiunea de vârf și cea stabilizată. Tensiunea stabilizată este media aritmetică a probei din impulsurile de ieșire (a nu se confunda cu RMS). Pentru o sursă de alimentare complet reglabilă, formula poate fi rescrisă ca L= (Upeak*1/(2*F))/Imin. Se poate observa că, în cazul reglajului complet al tensiunii, inductanța este necesară cu atât mai mult, cu atât valoarea minimă a curentului este mai mică. Ce se va întâmpla dacă sursa de alimentare este încărcată cu mai puțin decât curentul Imin .. Și totul este foarte simplu - tensiunea va tinde spre valoarea de vârf, pare să ignore inductorul. În cazul ajustării părere, tensiunea nu va putea crește, în schimb, impulsurile vor fi zdrobite astfel încât să rămână doar fronturile lor, stabilizarea va veni datorită încălzirii tranzistoarelor, de fapt un stabilizator liniar. Consider că este corect să luăm Imin astfel încât pierderile modului liniar să fie egale cu pierderile la sarcină maximă. Astfel, reglarea este menținută în toată gama și nu este periculoasă pentru sursa de alimentare.

Redresorul de ieșire este construit conform unui circuit cu undă completă cu punctul de mijloc. Această abordare face posibilă reducerea la jumătate a căderii de tensiune pe redresor și permite utilizarea ansamblurilor de diode catodice comune gata făcute, care nu sunt mai scumpe decât o singură diodă, de exemplu MBR20100CT sau 30CTQ100. Primele cifre ale marcajului înseamnă un curent de 20, respectiv 30 de amperi, iar a doua tensiune este de 100 de volți. Merită să luați în considerare faptul că va exista o tensiune dublă pe diode. Acestea. primim 12 volți la ieșire, iar diodele vor avea 24 în același timp.

Tranzistoare cu jumătate de punte .. Și aici merită să ne gândim la ce avem nevoie. Tranzistoarele de putere relativ mică precum IRF730 sau IRF740 pot funcționa la frecvențe foarte înalte, 100 kiloherți nu este limita pentru ei, în plus, nu riscăm un circuit de control construit pe nu foarte detalii puternice. Pentru comparație, capacitatea de poartă a tranzistorului 740 este de numai 1,8 nF, iar IRFP460 este de până la 10 nF, ceea ce înseamnă că de 6 ori mai multă putere va intra în transfuzii de capacitate la fiecare jumătate de ciclu. În plus, va strânge fronturile. Pentru pierderi statice, puteți scrie P=0,5*Ropen *Itr^2 pentru fiecare tranzistor. În cuvinte - rezistența unui tranzistor deschis înmulțită cu pătratul curentului prin acesta, împărțit la doi. Și aceste pierderi sunt de obicei de câțiva wați. Un alt lucru sunt pierderile dinamice, acestea sunt pierderi la fronturi atunci când tranzistorul trece prin modul urat A, iar acest mod malefic provoacă pierderi, descrise aproximativ ca putere maximă înmulțită cu raportul dintre durata ambelor fronturi și durata semiciclu, împărțit la 2. Pentru fiecare tranzistor. Și aceste pierderi sunt mult mai mult decât statice. Prin urmare, dacă luăm un tranzistor mai puternic, când
poate face mai mult varianta usoara, poți chiar să pierzi în eficiență, așa că nu abuza.

Privind capacitățile de intrare și de ieșire, este posibil să doriți să le puneți excesiv de mari, iar acest lucru este destul de logic, deoarece, în ciuda frecvenței de funcționare a sursei de alimentare de 100 kiloherți, rectificăm în continuare tensiunea rețelei de 50 herți, iar în cazul capacitate insuficientă, vom obține aceeași ieșire sinus rectificat, este remarcabil modulată și demodulată înapoi. Deci, merită să căutați ondulații la o frecvență de 100 de herți. Pentru cei cărora le este frică de „zgomot de înaltă frecvență”, vă asigur că acolo nu este nici o picătură din ele, s-a verificat cu osciloscopul. Dar o creștere a capacităților poate duce la curenți uriași de aprindere și, cu siguranță, vor cauza deteriorarea podului de intrare, iar capacitățile de ieșire supraestimate vor provoca, de asemenea, întregul circuit să explodeze. Pentru a remedia situația, am făcut câteva completări la circuit - un releu de control al capacității de intrare și o pornire ușoară pe același releu și condensator C5. Nu răspund pentru evaluări, pot spune doar că C5 va fi încărcat prin rezistorul R7 și puteți estima timpul de încărcare folosind formula T = 2nRC, capacitatea de ieșire va fi încărcată la aceeași rată, încărcând cu un curent stabil este descris de U = I * t / C, deși nu cu acuratețe, dar este posibil să se estimeze curentul de pornire în funcție de timp. Apropo, fără accelerație nu are sens.

Să ne uităm la ce s-a întâmplat după revizuire:

Și să ne imaginăm că sursa de alimentare este puternic încărcată și în același timp oprită. Îl pornim, dar condensatorii nu se încarcă, rezistența de la încărcare doar arde și atât. Probleme, dar există o soluție. Cel de-al doilea grup de contacte al releului este în mod normal închis, iar dacă a patra intrare a microcircuitului este închisă cu un stabilizator de 5 volți încorporat pe al 14-lea picior, atunci durata pulsului va scădea la zero. Microcircuitul va fi oprit, întrerupătoarele de alimentare sunt blocate, capacitatea de intrare va fi încărcată, releul va declanșa un clic, va începe încărcarea condensatorului C5, lățimea impulsului va crește încet la cea de lucru, sursa de alimentare este completă. gata de operare. În cazul scăderii tensiunii în rețea, releul se va opri, ceea ce va duce la oprirea circuitului de control. Când tensiunea este restabilită, procesul de pornire se va repeta din nou. Se pare că am făcut-o corect, dacă îmi scapă ceva, mă voi bucura de orice comentarii.

Stabilizarea curentului, joacă aici un rol mai protector, deși este posibilă reglarea cu un rezistor variabil. Implementat printr-un transformator de curent, pentru că s-a adaptat la o sursă de alimentare cu ieșire bipolară, și acolo nu este chiar atât de simplu. Calculul acestui transformator este foarte simplu - un șunt cu o rezistență de R Ohm este transferat la înfășurarea secundară cu un număr de spire N ca rezistență Rnt \u003d R * N ^ 2, puteți exprima tensiunea din raportul de numărul de spire și căderea pe un șunt echivalent, trebuie să fie mai mare decât dioda de cădere de tensiune. Modul de stabilizare curent va începe atunci când tensiunea de la intrarea + a opamp-ului încearcă să depășească tensiunea de la intrarea -. Pe baza acestui calcul. Înfășurare primară - sârmă întinsă prin inel. Merită să luați în considerare faptul că o întrerupere a sarcinii unui transformator de curent poate duce la apariția unor tensiuni uriașe la ieșire, cel puțin suficiente pentru a defecta amplificatorul de eroare.

Condensatorii C4 C6 și rezistențele R10 R3 formează un amplificator diferențial. Datorită lanțului R10 C6 și R3 C4 în oglindă, obținem o scădere triunghiulară a caracteristicii amplitudine-frecvență a amplificatorului de eroare. Aceasta arată ca o schimbare lentă a lățimii impulsului cu curentul. Pe de o parte, aceasta reduce rata de feedback, pe de altă parte, face sistemul stabil. Principalul lucru aici este să vă asigurați că răspunsul în frecvență scade sub 0 dB la o frecvență de cel mult 1/5 din frecvența PWM, un astfel de feedback este destul de rapid, spre deosebire de feedback-ul de la ieșirea filtrului LC. Frecvența de pornire a limitei de -3db este calculată ca F=1/2pRC unde R=R10=R3; C=C6=C4 Câștig propriu

Schema este considerată ca fiind raportul dintre tensiunea maximă posibilă (timpul mort tinde spre zero) pe condensatorul C4 și tensiunea generatorului de ferăstrău încorporat în microcircuit și tradus în decibeli. Crește răspunsul în frecvență al sistemului închis. Având în vedere că lanțurile noastre compensatoare dau o scădere de 20 dB pe deceniu începând de la 1/2nRC și știind această creștere, este ușor să găsim punctul de intersecție cu 0 dB, care nu ar trebui să fie mai mult de 1/5 din frecvența de operare, adică. 20 kilohertzi. Este de remarcat faptul că transformatorul nu ar trebui să fie înfășurat cu o marjă mare de putere, dimpotrivă, curentul de scurtcircuit nu ar trebui să fie foarte mare, altfel nici o astfel de protecție de înaltă frecvență nu va putea funcționa la timp, dar dacă un kiloamper apare acolo .. Deci nu abuzăm nici de asta .

Asta e tot pentru ziua de azi, sper sa fie de folos diagrama. Poate fi adaptat pentru o șurubelniță electrică sau poate face o ieșire bipolară pentru a alimenta amplificatorul, este de asemenea posibilă încărcarea bateriilor cu un curent stabil. Pentru tubulatura completă a tl494, ne întoarcem la ultima parte, a adăugărilor la acesta, doar condensatorul de pornire ușoară C5 și contactele releului de pe acesta. Ei bine, o notă importantă - controlul tensiunii pe condensatorii semi-punte ne-a forțat să conectăm circuitul de control cu o forță astfel încât să nu permită utilizarea puterii de așteptare cu un condensator de stingere, cel puțin cu redresarea punții. Soluție posibilă- semi-undă redresor tip diodă semipunte sau transformator în camera de serviciu.

ID: 1548

Cum îți place acest articol?

TL494 într-o sursă de alimentare completă

A trecut mai bine de un an de când am abordat serios subiectul surselor de alimentare. Am citit minunatele cărți ale lui Marty Brown „Power Sources” și Semenov „Power Electronics”. Drept urmare, am observat o mulțime de erori în circuitele de pe Internet, iar recent văd doar o batjocură cruntă a cipul meu preferat TL494.

Iubesc TL494 pentru versatilitatea sa, probabil că nu există o astfel de sursă de alimentare care să nu poată fi implementată pe el. În acest caz, vreau să iau în considerare implementarea celei mai interesante topologii semi-bridge. Controlul tranzistoarelor cu semipunte se face izolat galvanic, acest lucru necesită o mulțime de elemente, în principiu, un convertor în interiorul convertorului. În ciuda faptului că există multe drivere semi-bridge, este prea devreme pentru a anula utilizarea unui transformator (GDT) ca driver, această metodă este cea mai fiabilă. Driverele Bootstrap au explodat, dar încă nu am observat explozia GDT-ului. Transformatorul driver este un transformator de impuls convențional, calculat folosind aceleași formule ca și transformatorul de putere, ținând cont de schema de acumulare. Deseori am văzut utilizarea tranzistoarelor de mare putere în unitatea GDT. Ieșirile din microcircuit pot furniza 200 de miliamperi de curent, iar în cazul unui driver bine construit, asta este mult, eu personal am balansat IRF740 și chiar IRFP460 la o frecvență de 100 kiloherți. Să ne uităm la schema acestui driver:

T
Acest circuit este conectat la fiecare înfășurare de ieșire a GDT-ului. Faptul este că, în momentul timpului mort, înfășurarea primară a transformatorului se dovedește a fi deschisă, iar înfășurările secundare nu sunt încărcate, astfel încât descărcarea porților prin înfășurarea în sine va dura foarte mult timp, introducerea a unui rezistor de descărcare de sprijin va împiedica poarta să se încarce rapid și va consuma multă energie risipită. Circuitul din figură nu are aceste deficiențe. Fronturile măsurate pe un aspect real erau 160ns în creștere și 120ns în coborâre la poarta tranzistorului IRF740.

Tranzistoarele care completează puntea în acumularea GDT sunt construite în mod similar. Utilizarea unei punți se datorează faptului că, înainte ca declanșarea puterii tl494 să fie declanșată la atingerea 7 volți, tranzistoarele de ieșire ai microcircuitului vor fi deschise, dacă transformatorul este pornit ca un push-pool, se va produce un scurtcircuit. apar. Podul este stabil.

Puntea de diode VD6 redresează tensiunea de la înfășurarea primară și, dacă depășește tensiunea de alimentare, o va readuce la condensatorul C2. Acest lucru se întâmplă din cauza apariției unei tensiuni inverse, totuși, inductanța transformatorului nu este infinită.

Circuitul poate fi alimentat printr-un condensator de stingere, acum un k73-17 de 400 volți funcționează la 1,6 microfarad. diode kd522 sau mult mai bune decât 1n4148, este posibilă înlocuirea cu 1n4007 mai puternic. Podul de intrare poate fi construit pe 1n4007 sau poate folosi un kts407 prefabricat. Pe placă, kts407 a fost folosit din greșeală ca VD6, în niciun caz nu trebuie pus acolo, această punte trebuie făcută pe diode de înaltă frecvență. Tranzistorul VT4 poate disipa până la 2 wați de căldură, dar joacă un rol pur de protecție, puteți folosi kt814. Tranzistoarele rămase sunt kt361, iar înlocuirea cu kt814 de joasă frecvență este extrem de nedorită. Oscilatorul principal tl494 este reglat aici la o frecvență de 200 kiloherți, ceea ce înseamnă că în modul push-pull obținem 100 kiloherți. Înfășurăm GDT-ul pe un inel de ferită de 1-2 centimetri în diametru. Sârmă 0,2-0,3 mm. Ar trebui să existe de zece ori mai multe ture decât valoarea calculată, acest lucru îmbunătățește foarte mult forma semnalului de ieșire. Cu cât mai multă rană - cu atât mai puțin trebuie să încărcați GDT-ul cu rezistența R2. Am înfășurat 3 înfășurări de 70 de spire pe un inel cu diametrul exterior de 18 mm. Supraestimarea numărului de spire și încărcarea obligatorie cu componenta triunghiulară a curentului sunt conectate, scade odată cu creșterea spirelor, iar încărcarea pur și simplu reduce efectul său procentual. Placa de circuit imprimat este atașată, dar nu corespunde complet cu circuitul, dar există blocuri principale pe ea, plus un kit de corp pentru un amplificator de eroare și un stabilizator în serie pentru alimentarea de la transformator. Placa este realizată pentru instalare în secțiunea plăcii unității de alimentare.

Sistem:

Încărcătorul este asamblat conform schemei unui stabilizator de curent cheie cu o unitate de control pentru tensiunea atinsă pe baterie pentru a se asigura că acesta este oprit după finalizarea încărcării. Pentru a controla tranzistorul cheie, este utilizat un microcircuit TL494 specializat pe scară largă (KIA491, K1114UE4). Dispozitivul asigură reglarea curentului de încărcare în interval de 1 ... 6 A (10 A max) și a tensiunii de ieșire 2 ... 20 V.

Tranzistorul cheie VT1, dioda VD5 și diodele de putere VD1 - VD4 trebuie instalate prin garnituri de mica pe un radiator comun cu o suprafață de 200 ... 400 cm2. Cel mai important element din circuit este inductorul L1. Eficiența circuitului depinde de calitatea fabricării acestuia. Ca nucleu, puteți utiliza un transformator de impulsuri de la o sursă de alimentare TV 3USCT sau similar. Este foarte important ca circuitul magnetic să aibă un spațiu între fantă de aproximativ 0,5 ... 1,5 mm pentru a preveni saturația la curenți mari. Numărul de spire depinde de circuitul magnetic specific și poate fi în intervalul 15 ... 100 de spire de fir PEV-2 de 2,0 mm. Dacă numărul de ture este excesiv, atunci când circuitul funcționează la sarcina nominală, se va auzi un sunet scăzut. De regulă, un suierat apare numai la curenți medii, iar cu o sarcină mare, inductanța inductorului scade din cauza magnetizării miezului și fluierul se oprește. Dacă sunetul de șuierat se oprește la curenți scăzuti și cu o creștere suplimentară a curentului de sarcină, tranzistorul de ieșire începe să se încălzească brusc, atunci zona miezului circuitului magnetic este insuficientă pentru a funcționa la frecvența de generare selectată. - este necesar să creșteți frecvența microcircuitului selectând rezistența R4 sau condensatorul C3 sau instalați o dimensiune mai mare a inductorului. În absența unui tranzistor de putere al structurii p-n-p, în circuit pot fi utilizați tranzistori puternici n-p-n structuri, așa cum se arată în imagine.

Detalii:
Ca o diodă VD5 în fața inductorului L1, este de dorit să folosiți orice diode disponibile cu o barieră Schottky, evaluată pentru un curent de cel puțin 10A și o tensiune de 50V, în cazuri extreme, puteți utiliza diode de frecvență medie KD213 , KD2997 sau altele similare importate. Pentru redresor, puteți utiliza orice diode puternice pentru un curent de 10A sau o punte de diode, cum ar fi KBPC3506, MP3508 sau altele asemenea. Este de dorit să reglați rezistența de șunt din circuit la cea necesară. Domeniul de reglare a curentului de ieșire depinde de raportul dintre rezistențele rezistențelor din circuitul de ieșire 15 al microcircuitului. În poziția inferioară a cursorului rezistenței de reglare a curentului variabil conform diagramei, tensiunea de la pinul 15 al microcircuitului trebuie să se potrivească cu tensiunea de la șunt atunci când curentul maxim trece prin acesta. Rezistorul de reglare a curentului variabil R3 poate fi instalat cu orice rezistență nominală, dar va trebui să selectați un rezistor constant R2 adiacent pentru a obține tensiunea necesară la pinul 15 al microcircuitului.
Rezistorul variabil de reglare a tensiunii de ieșire R9 poate avea și o variație mare a rezistenței nominale de 2 ... 100 kOhm. Prin selectarea rezistenței rezistorului R10, se setează limita superioară a tensiunii de ieșire. Limita inferioară este determinată de raportul dintre rezistențele rezistențelor R6 și R7, dar nu este de dorit să o setați mai puțin de 1 V.

Microcircuitul este montat pe o placă mică de circuit imprimat de 45 x 40 mm, restul elementelor de circuit sunt montate pe baza dispozitivului și a radiatorului.
Placă de circuit imprimat:

Schema de conexiuni:

Un alt încărcător este asamblat conform schemei unui stabilizator de curent cheie cu o unitate de control pentru tensiunea atinsă pe baterie pentru a se asigura că acesta este oprit după finalizarea încărcării. Pentru a controla tranzistorul cheie, este utilizat un microcircuit TL494 specializat pe scară largă (KIA491, K1114UE4). Dispozitivul asigură reglarea curentului de încărcare în interval de 1 ... 6 A (10 A max) și a tensiunii de ieșire 2 ... 20 V.

Tranzistorul cheie VT1, dioda VD5 și diodele de putere VD1 - VD4 trebuie instalate prin garnituri de mica pe un radiator comun cu o suprafață de 200 ... 400 cm2. Cel mai important element din circuit este inductorul L1. Eficiența circuitului depinde de calitatea fabricării acestuia. Ca nucleu, puteți utiliza un transformator de impulsuri de la o sursă de alimentare TV 3USCT sau similar. Este foarte important ca circuitul magnetic să aibă un spațiu între fantă de aproximativ 0,5 ... 1,5 mm pentru a preveni saturația la curenți mari. Numărul de spire depinde de circuitul magnetic specific și poate fi în intervalul 15 ... 100 de spire de fir PEV-2 de 2,0 mm. Dacă numărul de ture este excesiv, atunci când circuitul funcționează la sarcina nominală, se va auzi un sunet scăzut. De regulă, un suierat apare numai la curenți medii, iar cu o sarcină mare, inductanța inductorului scade din cauza magnetizării miezului și fluierul se oprește. Dacă sunetul de șuierat se oprește la curenți scăzuti și cu o creștere suplimentară a curentului de sarcină, tranzistorul de ieșire începe să se încălzească brusc, atunci zona miezului circuitului magnetic este insuficientă pentru a funcționa la frecvența de generare selectată. - este necesar să creșteți frecvența microcircuitului selectând rezistența R4 sau condensatorul C3 sau instalați o dimensiune mai mare a inductorului. În absența unui tranzistor de putere a structurii p-n-p, în circuit pot fi utilizați tranzistori puternici ai structurii n-p-n, așa cum se arată în figură.

Ca o diodă VD5 în fața inductorului L1, este de dorit să folosiți orice diode disponibile cu o barieră Schottky, evaluată pentru un curent de cel puțin 10A și o tensiune de 50V, în cazuri extreme, puteți utiliza diode de frecvență medie KD213 , KD2997 sau altele similare importate. Pentru redresor, puteți utiliza orice diode puternice pentru un curent de 10A sau o punte de diode, cum ar fi KBPC3506, MP3508 sau altele asemenea. Este de dorit să reglați rezistența de șunt din circuit la cea necesară. Domeniul de reglare a curentului de ieșire depinde de raportul dintre rezistențele rezistențelor din circuitul de ieșire 15 al microcircuitului. În poziția inferioară a cursorului rezistenței de reglare a curentului variabil conform diagramei, tensiunea de la pinul 15 al microcircuitului trebuie să se potrivească cu tensiunea de la șunt atunci când curentul maxim trece prin acesta. Rezistorul de reglare a curentului variabil R3 poate fi instalat cu orice rezistență nominală, dar va trebui să selectați un rezistor constant R2 adiacent pentru a obține tensiunea necesară la pinul 15 al microcircuitului.
Rezistorul variabil de reglare a tensiunii de ieșire R9 poate avea și o variație mare a rezistenței nominale de 2 ... 100 kOhm. Prin selectarea rezistenței rezistorului R10, se setează limita superioară a tensiunii de ieșire. Limita inferioară este determinată de raportul dintre rezistențele rezistențelor R6 și R7, dar nu este de dorit să o setați mai puțin de 1 V.

Microcircuitul este montat pe o placă mică de circuit imprimat de 45 x 40 mm, restul elementelor de circuit sunt montate pe baza dispozitivului și a radiatorului.

Schema de cablare pentru conectarea plăcii de circuit imprimat este prezentată în figura de mai jos.

Opțiuni PCB în lay6

Vă mulțumim pentru amprentele din comentariile Demo

Sursă: http://shemotekhnik.ru

Cine nu a întâlnit în practica lor nevoia de a încărca bateria și, dezamăgit de absența unui încărcător cu parametrii necesari, a fost nevoit să cumpere un încărcător nou din magazin sau să monteze din nou circuitul necesar?
Așa că a trebuit să rezolv în mod repetat problema încărcării diferitelor baterii atunci când nu avea la îndemână un încărcător adecvat. contabilizate în grabă colectează ceva simplu, în legătură cu o anumită baterie.

Situația a fost suportabilă până în momentul în care a fost nevoie de antrenament în masă și, în consecință, de încărcare a bateriilor. A fost necesar să se realizeze mai multe încărcătoare universale - ieftine, care funcționează într-o gamă largă de tensiuni de intrare și ieșire și curenți de încărcare.

Circuitele de încărcare propuse mai jos au fost dezvoltate pentru încărcarea bateriilor litiu-ion, dar este posibilă încărcarea altor tipuri de baterii și baterii compozite (folosind același tip de celule, în continuare - AB).

Toate schemele prezentate au următorii parametri principali:
tensiune de intrare 15-24 V;
curent de încărcare (reglabil) până la 4 A;
tensiune de ieșire (reglabilă) 0,7 - 18 V (la Uin = 19V).

Toate circuitele au fost concepute pentru a funcționa cu surse de alimentare de la laptopuri sau pentru a funcționa cu alte PSU-uri cu tensiuni de ieșire DC de la 15 la 24 de volți și sunt construite pe componente utilizate pe scară largă care sunt prezente pe plăcile vechilor surse de alimentare ale computerelor, PSU-urilor altor dispozitive, laptop-uri. , etc.

Diagrama memoriei nr. 1 (TL494)

Memoria din schema 1 este un generator de impulsuri puternic care funcționează în intervalul de la zeci la câteva mii de herți (frecvența a fost variată în timpul cercetării), cu o lățime a impulsului reglabilă.
Bateria se incarca prin impulsuri de curent limitate de feedback-ul format de senzorul de curent R10 conectat intre firul comun al circuitului si sursa cheii de pe tranzistor cu efect de câmp VT2 (IRF3205), filtru R9C2, pin 1, care este intrarea „directă” a unuia dintre amplificatoarele de eroare ale cipului TL494.

Intrarea inversă (pin 2) a aceluiași amplificator de eroare este alimentată cu o tensiune de comparație reglată prin intermediul unui rezistor variabil PR1 de la sursa de tensiune de referință încorporată în microcircuit (ION - pin 14), care modifică diferența de potențial dintre intrări a amplificatorului de eroare.
De îndată ce tensiunea de pe R10 depășește valoarea tensiunii (setată de rezistența variabilă PR1) la pinul 2 al cipului TL494, impulsul curentului de încărcare va fi întrerupt și reluat doar la următorul ciclu al secvenței de impulsuri generate de cip. generator.
Reglând lățimea impulsului la poarta tranzistorului VT2 în acest fel, controlăm curentul de încărcare al bateriei.

Tranzistorul VT1, conectat în paralel cu poarta unei chei puternice, asigură rata de descărcare necesară a capacității porții a acesteia din urmă, prevenind blocarea „lină” a VT2. În acest caz, amplitudinea tensiunii de ieșire în absența AB (sau a altei sarcini) este aproape egală cu tensiunea de alimentare de intrare.

Cu o sarcină rezistivă, tensiunea de ieșire va fi determinată de curentul prin sarcină (rezistența acesteia), ceea ce va permite acestui circuit să fie utilizat ca driver de curent.

Când bateria se încarcă, tensiunea de la ieșirea cheii (și, prin urmare, de la bateria însăși) în timp va tinde să crească spre valoarea determinată de tensiunea de intrare (teoretic) și acest lucru, desigur, nu poate fi permis. , știind că valoarea tensiunii bateriei cu litiu care se încarcă ar trebui să fie limitată la 4,1 V (4,2 V). Prin urmare, în memorie este utilizat un circuit de dispozitiv de prag, care este un declanșator Schmitt (denumit în continuare - TSh) pe amplificatorul operațional KR140UD608 (IC1) sau pe orice alt amplificator operațional.

Când este atinsă valoarea necesară a tensiunii pe baterie, la care potențialele de la intrările directe și inverse (pinii 3, 2 - respectiv) ale IC1 sunt egale, va apărea un nivel logic ridicat la ieșirea amplificatorului operațional (aproape egală cu tensiunea de intrare), forțând LED-ul indicator de sfârșit de încărcare HL2 și LED-ul să se aprindă.optocupler VH1 care își va deschide propriul tranzistor blocând alimentarea impulsurilor la ieșirea U1. Cheia de pe VT2 se va închide, încărcarea bateriei se va opri.

La sfârșitul încărcării bateriei, acesta va începe să se descarce prin dioda inversă încorporată în VT2, care se va dovedi a fi conectată direct la baterie, iar curentul de descărcare va fi de aproximativ 15-25 mA, ținând cont și de descărcare. prin elementele circuitului TS. Dacă această circumstanță pare critică pentru cineva, ar trebui plasată o diodă puternică în golul dintre scurgere și borna negativă a bateriei (de preferință cu o mică cădere de tensiune directă).

Histerezisul TS în această versiune a încărcătorului este ales astfel încât încărcarea să reia când tensiunea bateriei scade la 3,9 V.

Acest încărcător poate fi folosit și pentru a încărca bateriile cu litiu conectate în serie (și nu numai). Este suficient să calibrați pragul de răspuns necesar folosind un rezistor variabil PR3.
Deci, de exemplu, un încărcător asamblat conform schemei 1 funcționează cu o baterie secvențială cu trei secțiuni dintr-un laptop, constând din elemente duale, care a fost montată în locul unei baterii nichel-cadmiu pentru o șurubelniță.
Alimentatorul de la laptop (19V/4.7A) este conectat la incarcatorul asamblat in carcasa standard a incarcatorului surubelnitei in locul circuitului original. Curentul de încărcare al bateriei „noii” este de 2 A. În același timp, tranzistorul VT2, care funcționează fără radiator, se încălzește până la o temperatură de 40-42 C la maximum.
Încărcătorul este oprit, desigur, când tensiunea la baterie ajunge la 12,3V.

Histerezisul TS rămâne același în PERCENTAGE când pragul de răspuns este modificat. Adică, dacă la o tensiune de oprire de 4,1 V, încărcătorul a fost reactivat când tensiunea a scăzut la 3,9 V, atunci în acest caz, încărcătorul este reactivat când tensiunea bateriei scade la 11,7 V. Dar, dacă este necesar, adâncimea de histerezis se poate modifica.

Calibrarea pragului încărcătorului și histerezisului

Calibrarea are loc atunci când se utilizează un regulator de tensiune extern (alimentare de laborator).
Este setat pragul superior pentru funcționarea TS.
1. Deconectați borna superior PR3 de la circuitul de memorie.
2. Conectam „minus” al PSU-ului de laborator (denumit în continuare LBP peste tot) la terminalul negativ pentru AB (AB în sine nu ar trebui să fie în circuit în timpul configurării), „plusul” LBP la terminalul pozitiv pentru AB.
3. Porniți memoria și LBP și setați tensiunea necesară (12,3 V, de exemplu).
4. Dacă indicația de sfârșit a încărcării este activată, rotiți glisorul PR3 în jos (conform schemei) până când indicația (HL2) se stinge.
5. Rotiți încet motorul PR3 în sus (conform diagramei) până când indicatorul se aprinde.
6. Reduceți încet nivelul de tensiune la ieșirea LBP și monitorizați valoarea la care indicația se stinge din nou.
7. Verificați din nou nivelul de funcționare al pragului superior. Amenda. Puteți regla histerezisul dacă nu sunteți mulțumit de nivelul de tensiune care pornește memoria.
8. Dacă histerezisul este prea adânc (încărcătorul este pornit la un nivel de tensiune prea scăzut - sub, de exemplu, nivelul descărcării AB, deșurubați glisorul PR4 la stânga (conform diagramei) sau invers, - dacă adâncimea de histerezis este insuficientă, - la dreapta (conform diagramei) adâncimea de histerezis, nivelul pragului se poate deplasa cu câteva zecimi de volt.
9. Efectuați un test de funcționare prin creșterea și scăderea nivelului de tensiune la ieșirea LBP.

Setarea modului curent este și mai ușoară.
1. Oprim dispozitivul de prag prin orice metode disponibile (dar sigure): de exemplu, „plantând” motorul PR3 pe firul comun al dispozitivului sau „scurtând” LED-ul optocuplerului.
2. În loc de AB, conectăm o sarcină sub forma unui bec de 12 volți la ieșirea încărcătorului (de exemplu, am folosit o pereche de lămpi de 12V pentru 20 W pentru a configura).
3. Includem un ampermetru în golul oricăruia dintre firele de alimentare la intrarea memoriei.
4. Setați glisorul PR1 la minim (maxim la stânga conform diagramei).
5. Porniți memoria. Rotiți ușor butonul de reglare PR1 în direcția creșterii curentului până când se obține valoarea necesară.
Puteți încerca să schimbați rezistența de sarcină în direcția unor valori mai mici ale rezistenței sale conectând în paralel, de exemplu, o altă lampă din aceeași lampă sau chiar „scurtcircuitați” ieșirea memoriei. Curentul nu ar trebui să se schimbe semnificativ.

În procesul de testare a dispozitivului, s-a dovedit că frecvențele în intervalul 100-700 Hz s-au dovedit a fi optime pentru acest circuit, cu condiția să se folosească IRF3205, IRF3710 (încălzire minimă). Deoarece TL494 nu este utilizat pe deplin în acest circuit, amplificatorul gratuit de eroare al cipului poate fi folosit, de exemplu, pentru a lucra cu un senzor de temperatură.

De asemenea, trebuie avut în vedere faptul că, cu un aspect incorect, chiar și un dispozitiv de impulsuri asamblat corect nu va funcționa corect. Prin urmare, nu trebuie neglijată experiența asamblarii dispozitivelor de impuls de putere, care a fost descrisă în mod repetat în literatură, și anume: toate conexiunile „de putere” cu același nume ar trebui să fie situate la cea mai scurtă distanță una față de alta (în mod ideal, la una punct). Deci, de exemplu, punctele de conectare, cum ar fi colectorul VT1, bornele rezistențelor R6, R10 (punctele de conectare cu firul comun al circuitului), borna 7 U1 - ar trebui să fie combinate la aproape un punct sau printr-un scurtcircuit direct și conductor larg (autobuz). Același lucru este valabil și pentru scurgerea VT2, a cărei ieșire ar trebui să fie „atârnată” direct pe borna „-” a bateriei. Pinii IC1 trebuie să fie, de asemenea, în apropiere „electrică” de bornele AB.

Diagrama memoriei nr. 2 (TL494)

Schema 2 nu diferă mult de schema 1, dar dacă versiunea anterioară a încărcătorului a fost proiectată să funcționeze cu o șurubelniță AB, atunci încărcătorul din schema 2 a fost conceput ca un universal, de dimensiuni mici (fără elemente de setare inutile), proiectat pentru a lucra atât cu elemente compozite, conectate în serie până la 3, cât și cu elemente simple.

După cum puteți vedea, pentru a schimba rapid modul curent și a lucra cu un număr diferit de elemente conectate în serie, se introduc setări fixe cu rezistențele de reglare PR1-PR3 (setarea curentului), PR5-PR7 (setarea pragului de sfârșit de încărcare pentru o număr diferit de elemente) și comutatoare SA1 (selectarea încărcării curente) și SA2 (selectarea numărului de celule de baterie care trebuie încărcate).
Comutatoarele au două direcții, unde a doua secțiune a acestora comută LED-urile de indicare a selecției modului.

O altă diferență față de dispozitivul anterior este utilizarea celui de-al doilea amplificator de eroare TL494 ca element de prag (pornit conform schemei TS), care determină sfârșitul încărcării bateriei.

Ei bine, și, desigur, un tranzistor p-conductivitate a fost folosit ca o cheie, ceea ce a simplificat utilizarea completă a TL494 fără utilizarea de componente suplimentare.

Procedura de setare a pragurilor pentru sfârșitul modurilor de încărcare și curent este aceeași, precum și pentru setarea versiunii anterioare a memoriei. Desigur, pentru un număr diferit de elemente, pragul de răspuns se va modifica multipli.

La testarea acestui circuit, s-a observat o încălzire mai puternică a cheii pe tranzistorul VT2 (la prototip, folosesc tranzistoare fără radiator). Din acest motiv, ar trebui să utilizați un alt tranzistor (pe care pur și simplu nu l-am avut) de conductivitate adecvată, dar cu parametri de curent mai buni și rezistență mai mică a canalului deschis, sau dublați numărul de tranzistori indicat în circuit, conectându-le în paralel cu separate. rezistențe de poartă.

Utilizarea acestor tranzistoare (în versiunea „unică”) nu este critică în majoritatea cazurilor, dar în acest caz, amplasarea componentelor dispozitivului este planificată într-o carcasă de dimensiuni mici, folosind radiatoare de dimensiuni mici sau fără radiatoare.

Diagrama memoriei nr. 3 (TL494)

În încărcătorul din diagrama 3, a fost adăugată o deconectare automată a bateriei de la încărcător cu trecerea la sarcină. Acest lucru este convenabil pentru verificarea și cercetarea AB necunoscute. Histerezisul TS pentru lucrul cu descărcarea AB trebuie mărit la pragul inferior (pentru pornirea încărcătorului), egal cu descărcarea completă AB (2,8-3,0 V).

Schema de memorie nr. 3a (TL494)

Schema 3a - ca variantă a schemei 3.

Diagrama memoriei nr. 4 (TL494)

Încărcătorul din schema 4 nu este mai complicat decât dispozitivele anterioare, dar diferența față de schemele anterioare este că bateria de aici este încărcată cu curent continuu, iar încărcătorul în sine este un regulator stabilizat de curent și tensiune și poate fi folosit ca laborator. modul de alimentare, construit clasic conform canoanelor „datashit”.

Un astfel de modul este întotdeauna util pentru testele pe banc atât ale bateriei, cât și ale altor dispozitive. Este logic să folosiți instrumente încorporate (voltmetru, ampermetru). Formulele pentru calcularea șocurilor de stocare și interferență sunt descrise în literatură. Permiteți-mi să spun doar că am folosit diverse șocuri gata făcute (cu gama de inductanțe indicate) în timpul testării, experimentând cu o frecvență PWM de la 20 la 90 kHz. Nu am observat nicio diferență specială în funcționarea regulatorului (în domeniul tensiunilor de ieșire de 2-18 V și curenți de 0-4 A): mi s-au potrivit mici modificări ale încălzirii cheii (fără radiator). destul de bine. Cu toate acestea, eficiența este mai mare atunci când se folosesc inductanțe mai mici.
Regulatorul a funcționat cel mai bine cu două șocuri de 22 µH conectate în serie în nuclee blindate pătrate de la convertoare integrate în plăcile de bază ale laptopurilor.

Schema memoriei #5 (MC34063)

În diagrama 5, o variantă a regulatorului SHI cu reglare de curent și tensiune este realizată pe microcircuitul PWM / PWM MC34063 cu un „add-on” pe amplificatorul operațional CA3130 (se pot folosi și alte amplificatoare operaționale), cu ajutorul căruia curentul este reglat și stabilizat.
Această modificare a extins oarecum capacitățile MC34063, spre deosebire de includerea clasică a microcircuitului, permițând implementarea funcției de reglare lină a curentului.

Diagrama memoriei nr. 6 (UC3843)

În diagrama 6, o variantă a controlerului SHI este realizată pe cipul UC3843 (U1), pe amplificatorul operațional CA3130 (IC1) și pe optocuplerul LTV817. Reglarea curentului în această versiune a memoriei se realizează folosind un rezistor variabil PR1 la intrarea amplificatorului de curent al microcircuitului U1, tensiunea de ieșire este reglată folosind PR2 la intrarea inversoare a IC1.
La intrarea „directă” a amplificatorului operațional există o tensiune de referință „inversată”. Adică, reglementarea se realizează cu privire la furnizarea „+”.

În schemele 5 și 6, aceleași seturi de componente (inclusiv șocuri) au fost utilizate în experimente. Conform rezultatelor testelor, toate circuitele enumerate nu sunt cu mult inferioare între ele în gama de parametri declarați (frecvență / curent / tensiune). Prin urmare, un circuit cu mai puține componente este de preferat pentru repetare.

Diagrama memoriei nr. 7 (TL494)

Memoria din schema 7 a fost concepută ca un dispozitiv de banc cu funcționalitate maximă, prin urmare nu au existat restricții în ceea ce privește volumul circuitului și numărul de ajustări. Această versiune a memoriei este realizată și pe baza regulatorului de curent și tensiune SHI, precum și a opțiunii din diagrama 4.
Au fost adăugate moduri suplimentare la schemă.
1. „Calibrare - încărcare” - pentru pre-setarea pragurilor de tensiune pentru sfârșitul și repetarea încărcării de la un regulator analogic suplimentar.
2. „Resetare” - pentru a reseta memoria în modul de încărcare.
3. "Current - buffer" - pentru a transfera regulatorul la curent sau tampon (limitând tensiunea de ieșire a regulatorului în alimentarea comună a dispozitivului cu tensiunea bateriei și a regulatorului) modul de încărcare.

Un releu a fost folosit pentru a comuta bateria din modul „încărcare” în modul „încărcare”.

Lucrul cu memoria este similar cu lucrul cu dispozitivele anterioare. Calibrarea se realizează prin comutarea comutatorului comutator în modul „calibrare”. În acest caz, contactul comutatorului basculant S1 conectează dispozitivul de prag și voltmetrul la ieșirea regulatorului integrat IC2. După ce se stabilește tensiunea necesară pentru încărcarea viitoare a unei anumite baterii la ieșirea IC2, folosind PR3 (rotire lină), se realizează aprinderea LED-ului HL2 și, în consecință, funcționarea releului K1. Prin reducerea tensiunii la ieșirea lui IC2, HL2 este stins. În ambele cazuri, controlul este efectuat de un voltmetru încorporat. După setarea parametrilor de funcționare ai PU, comutatorul comută în modul de încărcare.

Schema nr. 8

Utilizarea unei surse de tensiune de calibrare poate fi evitată utilizând încărcătorul în sine pentru calibrare. În acest caz, este necesar să se decupleze ieșirea TS de la regulatorul SHI, prevenind oprirea acesteia când se termină încărcarea bateriei, determinată de parametrii TS. Într-un fel sau altul, bateria va fi deconectată de la încărcător prin contactele releului K1. Modificările pentru acest caz sunt prezentate în Schema 8.

În modul de calibrare, comutatorul S1 deconectează releul de la plusul sursei de alimentare pentru a preveni funcționarea necorespunzătoare. În același timp, funcționează indicația de funcționare a TS.
Comutatorul S2 efectuează (dacă este necesar) activarea forțată a releului K1 (doar când modul de calibrare este dezactivat). Contactul K1.2 este necesar pentru a schimba polaritatea ampermetrului atunci când comutați bateria la sarcină.
Astfel, un ampermetru unipolar va monitoriza și curentul de sarcină. În prezența unui dispozitiv bipolar, acest contact poate fi exclus.

Design încărcător

În proiecte, este de dorit să se utilizeze ca variabile și rezistențe de reglare potențiometre cu mai multe ture pentru a evita chinul la setarea parametrilor necesari.

Opțiunile de design sunt afișate în fotografie. Circuitele au fost lipite pe panouri perforate improvizate. Toată umplutura este montată în carcase de la sursele de alimentare pentru laptop.
Au fost folosite în design (au fost folosite și ca ampermetre după un mic rafinament).
Pe carcase există prize pentru conectarea externă a AB, încărcături, o mufă pentru conectarea unei surse externe de alimentare (de la un laptop).

Timp de 18 ani de muncă în North-West Telecom, el a fabricat multe standuri diferite pentru testarea diferitelor echipamente în curs de reparare.
Proiectat mai multe, diferite ca funcționalitate și bază de elemente, contoare digitale durata pulsului.

Peste 30 de propuneri de raționalizare pentru modernizarea unităților de diverse echipamente specializate, incl. - alimentare electrică. De mult timp m-am angajat din ce în ce mai mult în automatizarea puterii și în electronică.

De ce sunt aici? Da, pentru că toți aici sunt la fel ca mine. Există o mulțime de lucruri interesante pentru mine aici, deoarece nu sunt puternic în tehnologia audio, dar mi-ar plăcea să am mai multă experiență în această direcție specială.

Votul cititorului

Articolul a fost aprobat de 77 de cititori.

Pentru a participa la vot, înregistrează-te și intră pe site cu numele de utilizator și parola.